三相电压型整流器控制策略研究_毕业设计(论文) 精品

毕业设计（论文）

三相电压型SVPWM整流器控制策略研究

摘要

常规整流环节广泛采用的二极管整流电路和晶闸管相控整流电路对电网注入了大量谐波，给电网造成污染。三相电压型PWM整流器具有输出电压恒定、高功率因数、低谐波污染、能量双向流动等优点，在电力系统有源滤波、无功补偿以及交直流传动系统等领域，具有越来越广阔的应用前景。

本文详细阐述了PWM整流器的工作原理，建立了基于三相静止坐标系以及两相坐标系的低频和高频数学模型，并选择了三相电压型PWM整流器作为本文主要研究对象。电压空间矢量调制(SVPWM)控制方法能够获得更高的电压利用率，同时可使可有效减小电流谐波。文中对三相电压空间矢量的原理和如何实现作了详细的分析，选择了谐波含量相对小的矢量排序策略。

在电流控制方案上，提出了dq坐标系下的固定开关频率的直接电流控制策略，同时在控制中实现电流的解耦控制，以及输入电网电压的前馈，使得系统具有更好的动态性能和稳定性，并通过进行闭环系统的仿真验证了方案的可行性。

在进行三相电压型PWM整流器系统的仿真研究中，建立主电路、空间电压矢量PWM控制模块及PI控制调节器的仿真模型，并深入对三相电压型PWM整流器的谐波含量进行分析，研究主电路参数对系统跟随性和稳定性的影响。 关键字：PWM整流；SVPWM调制；直接电流控制；仿真研究

I

贾佳：三相电压型SVPWM整流器控制策略研究

Research on Control Strategy of the Three-phase Voltage SVPWM

Abstract

The conventional rectifier section widely consists of diode-rectifier circuit and phase-control thyristor rectifier,which injects large amounts of harmonics into the power networks and produces much contamination.The three-phase voltage-source PWM reetifier(VSR) have the characteristics of constant direet voltage,high power factor,small harmonic pollution,bidirectional power flow，so they have more and more application perspective in active filtering,reaetive-load compensation and motor control systems.

The principle of single-phase voltage-source PWM rectifier was introduced in details,constructing the high and low-frequency mathematical model based on the three-phase static coordinate system and the two-phase synchronous rotating coordinate system from the poinit of the topology of the main circuit,and select the three-phase voltage-source PWM rectifier as this major study.With the voltage space vectors pulsewidth modulation,we can get higher usage of the voltage,at the same time it can effectively reduce the current harmonics.In this paper,the principle of three- phase voltage space vector and the specific implementation were analyzed in details,choosing the vector sequencing strategy with relatively small harmonic content.

As to the current control scheme,this paper propose a directly current control scheme,which with fixed switching frequency in dq rotation reference frame.And also, we introduce current decoupling input voltage feedback,which makes the system more stable and faster response,and through the closed loop system simulation to verify the feasibility of this current control scheme.

In the research of the system of the three-phase voltage-source PWM rectifier an, eastblish the main circuit,simulate module of the voltage space vectors pulsewidth modulation and simulate model of PI contorl conditioner,then analyzed deeply in the vector sequencing strategy of three-phase voltage-source PWM reetifier,deliberate the main circuit parameters on dynamic characteristics and static characteristics in the system.

Key words:PWM rectifier;SVPWM modulation;direct current control;simulate research

II

安徽工程大学毕业设计（论文）

目录

引言 ....................................................................................................................................... - 1 - 第1章 绪论 ......................................................................................................................... - 2 -

1.1 课题的研究背景与意义 ......................................................................................... - 2 -

1.1.1 谐波的危害和抑制 ....................................................................................... - 2 - 1.1.2 功率因数校正技术 ....................................................................................... - 3 - 1.2 PWM整流器国内外研究现状 ............................................................................... - 3 - 1.3 电压型PWM整流器的控制技术 .......................................................................... - 5 - 1.4 本文的主要研究内容和重点 ................................................................................. - 5 - 第2章 PWM整流器的原理、拓扑和数学模型 .............................................................. - 7 -

2.1 PWM整流器的基本原理 ....................................................................................... - 7 - 2.2 PWM整流器的拓扑结构 ....................................................................................... - 9 - 2.2.1 单相全桥PWM整流器拓扑结构 ....................................................................... - 9 -

2.2.2 三相半桥PWM整流器拓扑结构 .............................................................. - 10 - 2.3 三相电压型PWM整流器的数学模型 ................................................................ - 11 -

2.3.1 ABC静止坐标系下的低频数学模型 ........................................................ - 12 - 2.3.2 两相坐标系下的低频数学模型 ................................................................. - 13 - 2.3.3 基于开关函数定义的高频通用数学模型 ................................................. - 15 - 2.3.4 两相坐标系的PWM整流器高频数学模型 .............................................. - 18 - 2.4 本章小结 ............................................................................................................... - 19 - 第3章 三相电压型PWM整流器的控制 ....................................................................... - 20 -

3.1 三相电压型PWM整流器的电流控制策略 ........................................................ - 20 -

3.1.1 间接电流控制 ............................................................................................. - 20 - 3.1.2 直接电流控制 ............................................................................................. - 20 - 3.2 三相电压型PWM整流器的SVPWM调制方法 ............................................... - 22 -

3.2.1 三相VSR的电压空间矢量分布 ............................................................... - 22 - 3.2.2 电压空间矢量的合成和作用时间的分配 ................................................. - 24 - 3.3 SVPWM调制算法的实现和仿真 ....................................................................... - 25 -

3.3.1 扇区的判定和作用时间的计算 ................................................................. - 27 - 3.3.2 电压空间矢量的排序和三相PWM波的生成 .......................................... - 29 - 3.3.3 三相VSR的SVPWM调制算法的模型 ................................................... - 31 - 3.4 本章小结 ............................................................................................................... - 31 - 第4章 三相电压型PWM整流器的建模和仿真 ........................................................... - 32 -

4.1 主电路参数设计 ................................................................................................... - 32 -

4.1.1 交流侧电感的设计 ..................................................................................... - 32 - 4.1.2 直流侧电容的设计 ..................................................................................... - 34 - 4.2 电压空间矢量控制的三相VSR的仿真研究 ..................................................... - 36 -

4.2.1 三相VSR在dq坐标系下的电流解耦控制 ............................................. - 36 - 4.2.2 三相VSR整流状态下的仿真研究 ........................................................... - 38 - 4.3 本章小结 ............................................................................................................... - 39 -

III

贾佳：三相电压型SVPWM整流器控制策略研究

结论与展望 ......................................................................................................................... - 41 - 致谢 ..................................................................................................................................... - 42 - 参考文献 ............................................................................................................................. - 43 - 附录 ..................................................................................................................................... - 44 -

附录A .......................................................................................................................... - 44 - 附录B .......................................................................................................................... - 45 - 附录C .......................................................................................................................... - 53 -

IV

安徽工程大学毕业设计（论文）

插图清单

图2—1 PWM整流器模型电路 .................................................................................... - 7 - 图2—2 PWM整流器交流侧等效电路 ........................................................................ - 7 - 图2—3 PWM整流器交流侧电压波形 ........................................................................ - 8 - 图2—4 (a)整流状态矢量图 (b)逆变状态矢量图 ....... - 8 - 图2—5 PWM整流器四象限运行原理图 .................................................................... - 9 - 图2—6 单相全桥电压型PWM整流器拓扑结构 ...................................................... - 9 - 图2—7 三相半桥电压型PWM整流器拓扑结构 .................................................... - 10 - 图2—8 PWM整流器输入侧等效电路和向量图 ...................................................... - 10 - 图2—9 PWM整流器交流侧矢量方程的空间矢量图 ............................................. - 13 - 图2—10 αβ—dp坐标系的变换关系 ......................................................................... - 15 - 图2—11 三相PWM整流器开关模型简图 .............................................................. - 16 - 图2—12 三相PWM整流器高频等效电路 .............................................................. - 17 - 图2—13 三相PWM整流器在dq坐标系下的高频等效电路 ................................ - 18 - 图3—1 三相VSR电压空间矢量分布图 ................................................................. - 23 - 图3—2 电压空间矢量的合成 ................................................................................... - 24 - 图3—3 传统输入相电压的区间划分 ....................................................................... - 26 - 图3—4 判断电压矢量所在区间的条件 ................................................................... - 26 - 图3—5 改进方案的区间划分 ................................................................................... - 26 - 图3—6 扇区号N实际对应的各扇区情况 .............................................................. - 27 - 图3—7 区间I电压空间矢量的合成 ........................................................................ - 27 - 图3—8 电压空间矢量的排序策略 ........................................................................... - 29 - 图3—9 电压空间矢量PWM调制方式 .................................................................... - 30 - 图3—10 SVPWM调制仿真模型 .............................................................................. - 31 - 图4—1 系统设计框图 ............................................................................................... - 32 - 图4—2 直流侧电压阶跃突变时的等效电路图 ....................................................... - 35 - 图4—3 三相PWM整流器电流内环解耦控制原理图 ............................................ - 37 - 图4—4 三相VSR的直接电流整流仿真模型 ......................................................... - 38 - 图4—5 A相电网电压和电流波形输出相位波形 ................................................... - 39 - 图4—6 常规PI控制时的输出直流电压波形 .......................................................... - 39 -

V

贾佳：三相电压型SVPWM整流器控制策略研究

插表清单

表3—1 不同开关组合时的电压值 ........................................................................... - 23 - 表3—2 各扇区号对应的电压空间矢量的作用时间 ............................................... - 28 - 表3—3 各切换点赋值时刻 ....................................................................................... - 31 -

VI

安徽工程大学毕业设计（论文）

I

安徽工程大学毕业设计（论文）

引言

在20世纪80年代，这一时期由于自关断器件的日趋成熟及应用，推动了PWM整流技术的应用与研究。在1982年，BusseAlfred等人首先提出了基于可关断器件的三相全桥PWM整流器拓扑结构及其电网侧电流幅相控制策略，并实现了电流型PWM整流器网侧单位功率因数电流控制。1984年。AkagiHirofulni等人提出了基于PWM整流器拓扑结构的无功补偿器控制策略。随着全控器件的问世，采用全控型器件实现PWM高频整流的研究进入高潮。经过几十年的发展，PWM整流器的主电路已从早期的半控型器件发展到今天的全控型器件，而对PWM整流器相关的应用领域的研究也越来越多，例如有源滤波、超导储能、交流传动、高压直流输电以及统一潮流控制等。这些应用领域的研究，又促进了PWM整流器及其控制技术的进步和完善。

控制技术是决定PWM整流器发展的关键因素，在大多数应用场合，PWM整流器有两大控制目标：一是保持直流侧输出电压稳定在给定电压值，且尽量不受电网电压及负载变化的影响；二是使PWM整流器的交流侧电流也根据不同的应用场合，实现相应的功率因数要求和快速精确的电流波形控制。其中，对网侧输入电流的控制是PWM整流器控制的关键，这是由于应用PWM整流器的目的是使输入电流正弦化。其实对输入电流的有效控制实质上是对变换器能量流动的有效控制，也就控制了输出电压。基于这个观点，可以将PWM整流器的控制分成间接电流控制和直接电流控制两大类。

三相PWM整流器可分为三相电压型PWM整流器和三相电流型PWM整流器两种。本文主要针对当前应用广泛的三相电压型整流器进行研究。目前，PWM控制技术有许多种，应用较为广泛的主要有正弦波PWM(SPWM)控制策略和电压空间矢量PWM(SVPWM)控制策略。SPWM控制策略虽然控制简单，而且电网低次谐波分量较小，但是其直流电压利用率低。SVPWM控制策略是依据变流器电压空间矢量切换来控制变流器的一种控制策略，其主要思路是采用逆变器电压空间矢量的切换以获得准圆形旋转磁场，从而在不高的开关频率(l~3kHz)条件下，使交流电动机获得比SPWM控制策略更好的性能。将SVPWM应用于PWM整流器控制之中，主要继承了SVPWM电压利用率高、动态响应快等优点。正是由于SVPWM控制策略的这些优点，使本课题的研究具有现实意义。

本课题要求通过三相PWM整流器的工作原理和数学模型分析，对整流器的空间电压矢量控制策略进行简化，实现单位功率因数整流，课题研究对拓宽整流器在解决电网谐波污染，提高电力整流装置的功率因数等方面具有重要作用。研究了三相电压型PWM整流器基于三相静止坐标系以及两相坐标系的低频和高频数学模型，研究了dq坐标系下的固定开关频率的直接电流控制策略，同时在控制中引入输入电网电压的前馈控制，实现了电流的解耦控制。研究了电压空间矢量调制控制方法，对电压空间矢量进行合理的排序。在进行三相电压型PWM整流器系统的仿真研究中，建立主电路、空间电压矢量PWM控制模块及PI控制调节器的仿真模型。

- 1 -

贾佳：三相电压型SVPWM整流器控制策略研究

第1章 绪论

随着功率半导体技术的不断发展，越来越多的电力电子装置得到广泛的运用，引起的谐波及无功污染问题逐渐引起了人们的日益关注。脉冲整流技术(又叫PWM整流技术)取得了飞速的发展，己经成为电力电子领域中不可缺少的一部分，它对提高电力电子装置的性能，治理电网谐波污染以及推动电力电子技术的发展起着十分重要的作用。 1.1 课题的研究背景与意义

近20年来电力电子技术得到了飞速的发展，已广泛应用于电力、冶金、化工、煤炭、通讯、家电等领域。多数电力电子装置通过整流器与电力网接口，因此三相整流器的研究得到了人们很大的关注。整流器经历了不可控整流、相控整流和PWM整流三个阶段的发展。

虽然传统的二极管不控整流和晶闸管相控整流器的电路简单，控制方便，但它们主要存在以下缺陷：

(1) 对公用电网产生大量的谐波；

(2) 当整流器工作于深度相控状态时，装置的功率因数极低；

(3) 交流侧输入有电流畸变，而且整流器换流时容易引起电网电压波形畸变； (4) 侧需要较大的平波电抗器和滤波电容以滤除纹波。这导致装置的体积、重量增大，增加了系统的成本；

(5) 相控导致调节周期长，加之输出滤波时间常数又较大，所以系统动态响应慢。 无论是二极管不控整流还是晶闸管相控整流，其产生的低功率因数高谐波含量都将导致电网正弦电压畸变，增加配电导线与变压器的损耗，增大中线谐波电流，造成电网上其他用电装置严重的电磁干扰；同时，低功率因数还将降低电源系统的负载能力和可靠性。因此不少国家和国际学术组织制定了限制电力系统和用电设备谐波的标准和规定，有国际电工委员会(IEC)制定的IEC555—2标准，它对用电装置的功率因数和波形失真度作了具体的限制，且又于1988年对谐波标准进行了修正，欧洲也制定了相应的 IEC1000—3—2标准。我国国家技术监督局在1994年颁布了《电能质量公用电网谐波》标准(GB/TI4549—93)，传统整流器已经不符合这些新的规定。

目前解决电网污染的方法主要有两种：一是采用补偿装置在电网侧对已经产生的谐波和无功功率进行补偿；二是通过对产生谐波的电力电子装置本身进行改造，使装置的输入正弦电压和电流同相位，不产生谐波也不消耗无功功率。两者相比较，采用改进电力电子装置的方法改善功率因数和实现谐波抑制更为有效，也就是开发输入电流为正弦波，谐波含量低，且功率因数接近为1的新型三相整流器，因此高功率因数三相整流器的研究得到了广泛的关注。 1.1.1 谐波的危害和抑制

谐波对电网和其它系统的危害主要有以下几方面：

(1) 增加了公用电网的附加输电损耗，降低了发电、输电设备的利用率； (2) 引起用电设备发热，使它们的绝缘部分老化，降低用电设备的寿命；

- 2 -

安徽工程大学毕业设计（论文）

(3) 造成电网与补偿电容器之间发生并联谐振或串联谐振。谐振使谐波电流放大数倍甚至数十倍，引起电容器过热而烧毁；

(4) 导致继电保护和自动装置误动作，使电气测量仪表计量不准确；

(5) 对邻近的通信系统产生干扰，轻者产生噪声，降低通信质量；严重者还会导致信息丢失，使通信系统无法正常工作。

解决电网谐波污染的途径主要有两种：一是在电力系统中加入补偿器来补偿电网中的谐波，如无源LC滤波器，有源电力滤波器。二是对电力电子装置本身进行改造，使其不产生谐波，且功率因数可控制为1。前者是产生谐波后进行补偿，而后者是消除了谐波源，是解决谐波问题的根本措施。把PWM技术应用于由MOSFET、IGBT等全控器件组成的整流电路，可运行于高功率因数，甚至能量可以双向流动，真正实现绿色电能转换，因而备受关注。这种整流器称为PWM整流器，又称为脉冲整流器，或者称高功率因数变流器。 1.1.2 功率因数校正技术

不管是民用的还是工业用的产品都对电源的要求越来越高：体积小、重量更轻、供电容量更高、供电品质更好、可靠性更高、效率更高、不间断供电等等，提高功率因数是实现这些要求的关键所在。传统的方法是采用多重化技术增加变流器的相数或脉动数，多重化技术就是将多个方波进行叠加，以消除次数较低的谐波，从而得到接近正弦波的阶梯波。可以想象，重数越多，阶梯波就越接近正弦波，不过电路结构也越复杂。

从几千瓦到几百千瓦的高功率因数整流器主要采用PWM整流技术。PWM整流就是将逆变电路PWM技术应用于由MOSFET、IGBT等全控型器件组成的整流电路。而采用PWM整流技术可获得单位功率因数和正弦化输入电流，实现交流侧电流的正弦化，且运行于单位功率因数，同时谐波含量很小。由于PWM整流器可以实现能量的双向流动，不但能实现由交流侧电网向负载传送能量的整流特性，而且能实现由直流侧向交流侧回馈能量的逆变特性，有效地节约和利用了能源，因而是一种真正意义上的“绿色环保”电力电子装置。由此可见，PWM整流技术代表着当今解决谐波污染问题、实现高功率因数和新能源利用的发展方向，是当今电力电子技术中最具基础和前景的技术之一。

1.2 PWM整流器国内外研究现状

在20世纪80年代，这一时期由于自关断器件的日趋成熟及应用，推动了PWM整流技术的应用与研究。在1982年，BusseAlfred等人首先提出了基于可关断器件的三相全桥PWM整流器拓扑结构及其电网侧电流幅相控制策略，并实现了电流型PWM整流器网侧单位功率因数电流控制。1984年。AkagiHirofulni等人提出了基于PWM整流器拓扑结构的无功补偿器控制策略。随着全控器件的问世，采用全控型器件实现PWM高频整流的研究进入高潮。经过几十年的发展，PWM整流器的主电路已从早期的半控型器件发展到今天的全控型器件，而对PWM整流器相关的应用领域的研究也越来越多，例如有源滤波、超导储能、交流传动、高压直流输电以及统一潮流控制等。这些应用领域的研究，又促进了PWM整流器及其控制技术的进步和完善。当前主要的研究领域主要有以下几个方面：

1. 整流器的分析与建模

- 3 -

贾佳：三相电压型SVPWM整流器控制策略研究

PWM整流器数学模型的研究是PWM整流器及其控制技术研究的基础。自从出现基于坐标变换的PWM整流器的数学模型之后，各国学者对PWM整流器的数学模型进行了仔细的研究，其中最具代表性的就有：R.wu.S.Bewan等较为系统地建立了PWM整流器的时域模型，并将时域模型分解成高频、低频模型，且给出了相应的时域解；ChunT.Rm和DongYHu等则利用局部电路的dq坐标变换建立了PWM整流器基于变压器的低频等效模型电路，并给出了稳态、动态特性分析。

2. 电压型PWM整流器的电流控制策略研究

为了使电压型PWM整流器网侧呈现受控电流源特性，其网侧电流控制策略的研究显得十分重要。在PWM整流器技术发展过程中，电压型PWM整流器网侧电流控制策略主要分成两类：一类是由J.wDixon提出的间接电流控制策略；另一类就是目前占主导地位的直接电流控制策略。间接电流控制也称为相位和幅值控制，即通过控制电压型整流器的交流侧电压基波幅值、相位，进而间接控制网侧电流，但它对系统参数变化灵敏，因此这种控制策略己逐步被直接电流控制策略取代。直接电流控制通过快速计算出交流输入电流指令值，再引入交流电流反馈，通过对交流电流的直接控制而使其跟踪指令电流值，具有快速的电流响应和良好的鲁棒性。直接电流控制控制方案主要包括以固定开关频率且采用电网电动势前馈的SPWM控制，以及滞环电流控制。为了提高电压利用率并降低损耗，基于空间矢量的PWM控制在电压型PWM整流器中取得了广泛的应用，并提出了多种方案。

3. PWM整流器拓扑结构的研究

PWM整流器拓扑结构可分为电流型和电压型两大类。在小功率场合，PWM整流器拓扑结构的研究集中在减少功率开关和改进直流输出性能上。对于大功率PWM整流器，其拓扑结构的研究主要集中在多电平、变流器组合以及软开关技术上。多电平拓扑结构的PWM整流器主要应用于高压大容量场合，而在大电流应用场合，常采用变流器组合拓扑结构，即将独立的电流型PWM整流器进行并联组合。

4. PWM整流器系统控制策略的研究

随着人们对PWM整流器及其控制策略的深入研究，国内学者针对整个PWM整流器系统的控制策略问题也提出了一些比较新颖的系统控制策略，其研究主要可以包括以下几个方面：

(1) 基于Lyapunov稳定性理论的PWM整流器控制。针对PWM整流器的非线性多变量强耦合的特点，常规的控制策略和控制器的设计一般采用稳态工作点小信号扰动线性化处理方法，这种方法的不足是无法保证控制系统大范围扰动的稳定性。为此，有学者提出了基于LyaPunov稳定性理论的控制策略。这一新颖的控制方案以电感、电容储能的定量关系建立了Lyapunov函数，并由三相PWM整流器的dq模型以及相应的空间矢量PWM约束条件，推导出相关的控制算法。

(2) 无电网电动势传感器和无网侧电流传感器控制。为简化信号的检测，T.Noguchi等学者提出了一种无电网电动势传感器PWM整流器控制策。这一研究主要包括两类电网电动势重构方案：一种是通过功率估计，另一种是通过电流的偏差求导重构电动势。

(3) PWM整流器的时间最优控制。有学者提出了直流电压时间最优控制，其基本方法是根据时间最优控制算法求解出跟踪指令电流所需的最优控制电压，并在动态过程中降低无功分量的响应速度，提高有功分量的响应速度，实现了时间最优控制。

(4) 电网不平衡条件下的PWM整流器控制。由于实际电网是变化的，为了使整流器在电网不平衡条件下仍能正常运行，有人提出了在不平衡条件下，网侧电流和直流电压的时域表达式。电网负序分量被认为是导致网侧电流畸变的原因。在电网不平衡条件

- 4 -

安徽工程大学毕业设计（论文）

下，常规的控制方法会使直流电压产生偶次谐波分量，交流侧会有奇次谐波电流。D.Vincenti等人较为系统地提出了正序坐标系中的前馈控制策略，即通过负序分量的前馈控制来抑制电网负序分量的影响。但是由于该方法的负序分量在心坐标系下不是直流量，导致调节不能实现无静差控制。 1.3 电压型PWM整流器的控制技术

控制技术是决定PWM整流器发展的关键因素，在大多数应用场合，PWM整流器有两大控制目标：一是保持直流侧输出电压稳定在给定电压值，且尽量不受电网电压及负载变化的影响；二是使PWM整流器的交流侧电流也根据不同的应用场合，实现相应的功率因数要求和快速精确的电流波形控制。其中，对网侧输入电流的控制是PWM整流器控制的关键，这是由于应用PWM整流器的目的是使输入电流正弦化。其实对输入电流的有效控制实质上是对变换器能量流动的有效控制，也就控制了输出电压。基于这个观点，可以将PWM整流器的控制分成间接电流控制和直接电流控制两大类。

间接电流控制也称幅相控制，即通过控制电压型PWM整流器的交流侧电压基波幅值和相位，进而间接控制其网侧电流。间接电流控制的静态特性很好，控制结构简便。由于不需要电流传感器，故成本也比较低。系统过渡过程按其自然特性完成，而整流器的自然特性又很差。所以在间接电流控制的电流暂态过程中，有将近100%的电流超调，电流振荡剧烈，系统的稳定性差，响应慢。所以到目前为止，间接电流控制实际应用的例子很少。

直接电流控制通过运算求出交流电流指令值，再引入交流电流反馈，通过对交流电流的直接控制而使其跟踪指令电流值。直接电流控制具有十分优良的动态性能。从系统控制器的结构形式划分，直接电流控制又可以分为三种类型：

(1) 电压、电流双闭环控制方式。这也是目前应用最广泛，最为实用化的控制方式。它们的共同特点是:输入电流和输出电压分开控制。电压外环的输出作为电流指令，电流内环则控制输入电流，使之快速地跟踪电流指令。电流内环不仅是控制电流，而且也起到了改善控制对象的作用。由于电流内环的存在，只要使电流指令限幅就自然达到过流保护的目的，这是双闭环控制的优点。

(2) 以整流器的小信号线性化状态空间模型为基础，电压、电流不分开控制，对整个系统进行闭环极点配置或设计最优二次型调节器。这种控制方式需要事先离线算出各个静态工作点的状态空间模型和与之对应的反馈矩阵，然后存入存储器。工作时，检测负载电流或等效负载电阻以确定当前的工作点，然后查表读取相应的反馈矩阵。这种方式的控制效果不错，只是要求对静态工作点的划分很细，占用存储空间较大，离线计算量也比较大，实现复杂。

(3) 非线性控制方法。由于整流器在本质上是非线性的，所以用非线性控制方法更为适合。基于Lyapunov法的PWM整流器控制具有良好的控制效果，更重要的是它能使整流系统绝对稳定。从PWM整流器的模型看，它属于非线性系统。这类系统可以通过非线性状态反馈在实现系统线性化的同时实现解耦。 1.4 本文的主要研究内容和重点

三相PWM整流器可分为三相电压型PWM整流器和三相电流型PWM整流器两种。本文主要针对当前应用广泛的三相电压型整流器进行研究。目前，PWM控制技术有许

- 5 -

贾佳：三相电压型SVPWM整流器控制策略研究

多种，应用较为广泛的主要有正弦波PWM(SPWM)控制策略和电压空间矢量PWM(SVPWM)控制策略。SPWM控制策略虽然控制简单，而且电网低次谐波分量较小，但是其直流电压利用率低。SVPWM控制策略是依据变流器电压空间矢量切换来控制变流器的一种控制策略，其主要思路是采用逆变器电压空间矢量的切换以获得准圆形旋转磁场，从而在不高的开关频率(l~3kHz)条件下，使交流电动机获得比SPWM控制策略更好的性能。将SVPWM应用于PWM整流器控制之中，主要继承了SVPWM电压利用率高、动态响应快等优点。正是由于SVPWM控制策略的这些优点，使本课题的研究具有现实意义。

本文对三相电压型PWM整流器系统建模、仿真以及优化控制算法做了理论分析和实验工作，主要可以概括如下：

1. 查阅了文献和材料的基础上，对课题研究的背景、PWM整流器的发展现状、各种PWM整流器的主电路拓扑及结构、三相电压型PWM电流控制技术及调制方法、电网不平衡情况下三相电压型PWM整流器研究现状进行了详细阐述。

2. 对三相电压型PWM整流器的工作原理进行了分析，根据三相电压型PWM整流器主电路结构分别推导了基于三相静止坐标系以及两相同步旋转坐标系下的系统模型，并对其进行动态性能和静态性能分析。

3. 介绍三相电压型PWM整流器各种电流控制方法，深入研究三相电压型PWM整流器的直接电流控制方法和电压空间矢量脉宽调制算法，进行三相电压型PWM整流器的主电路电感和电容参数设计。

4. 进行三相电压型PWM整流器系统的仿真研究，建立主电路、空间电压矢量PWM控制模块及PI控制调节器的仿真模型，并深入对相电压型PWM整流器的谐波含量进行分析，研究主电路参数对系统跟随性和稳定性的影响。

- 6 -

安徽工程大学毕业设计（论文）

第2章 PWM整流器的原理、拓扑和数学模型

2.1 PWM整流器的基本原理

PWM整流器是一个交、直流侧均可控的、可四象限运行的变流装置，其模型电路如图2—1所示。PWM整流器模型电路由交流回路、功率开关管桥路以及直流回路组成。交流回路包括交流电动势Us、网侧电感Ls电感和线路总电阻Rs及功率开关管桥路交流侧电动势Ur组成；直流回路包括负载电阻RL、负载电动势eL和功率开关管桥路直流侧电压Udc组成；功率开关管桥路可由电压型或电流型桥路组成。

LsIsUsRsUr+IdcRLeL

Udc-图2—1 PWM整流器模型电路

当不计功率开关管桥路损耗时，由交、直流侧功率平衡关系得：

Ur*is=Udc*idc (2—1) 式中 Ur、is — PWM整流器模型电路交流侧电压、电流；

Udc、idc — PWM整流器模型电路直流侧电压、电流。

从式(2—l)可知，只要通过控制PWM整流器交流侧电压Ur，就可以控制其直流侧电压Udc，反之亦然。以下着重从模型电路交流侧入手，分析PWM整流器的运行状态和控制原理。

如图2—1所示，假设电网电压初始相位为=0，幅值为Um，交流侧电流为is，幅值为im，PWM整流器交流侧电压为Ur，则有以下等式：

Us=Umcosωt LS其等效电路如图2—2所示：

dis=Us-Ur-Rsis (2—2) dtRsLsUsUr

图2—2 PWM整流器交流侧等效电路

当PWM整流器稳定运行时，整流器的交流输入侧电压为一系列等高不等宽的脉冲序列，如图2—3所示，其中脉冲的高度与直流电压Udc相等。若PWM整流器的调制电压Uc的频率为50Hz的正弦波，则生成的整流器输入电压Ur的基波电压也是频率为50Hz

- 7 -

贾佳：三相电压型SVPWM整流器控制策略研究

正弦电压，其幅值大小与调制电压Uc的幅值有关。通过控制调制电压Uc的幅值大小和 相位，可以控制PWM整流器交流侧电压Ur的幅值大小以及Ur的基波电压和Us的相位角α。因此，PWM整流器的交流侧可以看成是一个幅值和相位均可调的交流电源。通过对整流器交流侧输入电压的控制，可以使交流侧输入电流is接近正弦，让is与Us的相位相同，从而实现网侧单位功率因数运行。在图2—3中，虚线表示的是电网电压Us，实线表示的是整流器交流输入电压Ur的基波电压。

UUdcOαπ2π3π

图2—3 PWM整流器交流侧电压波形

若以电网电压Us为参考，并假设交流侧电流is滞后于Us的角度为φ，PWM整流器交流侧电压Ur的基波电压滞后于Us的角度为α，则可得到PWM整流器整流和逆变两种工作情况时的矢量图，如图2—4所示：

UsφUrRs*Is（a）IsαULsIsαUrφRs*IsULsUsa（b）

图2—4 (a)整流状态矢量图 (b)逆变状态矢量图

从图2—4可以知道，若电网电压一定时，通过控制PWM整流器交流侧电压Ur的幅值大小和其与Us之间的相位角α，就能改变交流侧电流is的大小和相位，同时使is接近正弦，从而控制PWM整流器直流侧电压的稳定，而且还能实现单位功率因数控制和电能的双向流动。

在图2—5中比较形象地说明了PWM整流器四象限运行原理，其中有4种特殊的工作状况：

1. 当交流侧电压矢量Ur运行于如图2—5a的位置时，交流侧电流is滞后电网电压Us有90°相角，则PWM整流器输入端呈现纯电感特性，只从电网吸收感性无功功率，而不吸收有功功率。

2. 当交流侧电压矢量Ur运行于如图2—5b的位置时，交流侧电流is与电网电压Us同相位，则PWM整流器输入端呈现正电阻特性，工作于单位功率因数整流状态。

3. 当交流侧电压矢量Ur运行于如图2—5c的位置时，交流侧电流is超前电网电压Us有90°相角，则PWM整流器输入端呈现纯电容特性，只从电网吸收容性无功功率，而不吸收有功功率。

4. 当交流侧电压矢量Ur运行于如图2—5d的位置时，交流侧电流is与电网电压Us相差180°相角，则PWM整流器输入端呈现负电阻特性，工作于单位功率因数逆变状态。

- 8 -

安徽工程大学毕业设计（论文）

UsIsUrRs*Is(IsUr(UsULsb)Rs*IsULsa)Rs*IsULsUr(UsIsIsRs*IsUrUs(ULsc)d)

图2—5 PWM整流器四象限运行原理图

2.2 PWM整流器的拓扑结构 2.2.1 单相全桥PWM整流器拓扑结构

IsLsUsT1RsD1T3idcD3UdcCdT2D2T4D4 图2—6 单相全桥电压型PWM整流器拓扑结构

单相PWM整流器拓扑如图2—6所示，通过对开关Tl—T4进行控制，就可在整流器的交流输入端产生正弦调制PWM波电压UAB。UAB中不含低次谐波成分，只含有和被调制正弦信号同频率且幅值成比例的基波分量以及与三角载波有关的高频谐波。由于电感Ls的滤波作用，高次谐波只会使交流侧电流is产生很小的脉动，在理想情况下，当被调制正弦信号的频率和电网电压Us频率相同时，is是与电网电压同频率的正弦波。如果对UAB中基波分量的幅值和相位进行控制，就可以使交流侧电流波形正弦化且网侧功率因数接近±1。

以单位功率因数整流状态为例，假设

Ust2Umcost  (2—3)

ist2Imcost在理想情况下，假设整流器为无损网络，根据功率平衡原理，整流器的瞬时输入功率Pin(t)等于瞬时输出功率Pout(t)，即：

Pin(t)=us(t)*is(t)=UmIm(1+cos2t) =Pout(t)=udc(t)*idc(t) (2—4)

由此看出，PWM整流器的瞬时输入功率Pin(t)是变化的，且以2倍于电网频率脉动。

idc=

ust*istUm*Im=(1+cost) (2—5)

udctUdc可见，PWM整流器的输出电流idc(t)是以2倍于电网频率脉动的。

- 9 -

贾佳：三相电压型SVPWM整流器控制策略研究

2.2.2 三相半桥PWM整流器拓扑结构

idcT1D1UsaOUsbUscLsLsLsRsRsiaRsibicT4D4T6D6ABT2CD2-NI0T3D3T5+MD5UdcCdRL

图2—7 三相半桥电压型PWM整流器拓扑结构

UsφUrRs*Is（a）(a) 整流器低频等效电路模型IsαULsIsαUrφRs*IsULsUsa（b）(b) A相向量图

图2—8 PWM整流器输入侧等效电路和向量图

三相电压型PWM整流器主电路一般采用如图2—7的三相半桥拓扑，其交流侧等效电路如图2—8a所示。其中N为电网中点，G为输出滤波电容中点，Us为电网电压，Ur为整流器交流侧电压，i为交流侧电流，Udc为整流器直流侧电压。当输入电网电压和整流器三相控制电压对称时，电网中点N和电容中点G的电位相等，三相电路互相独立，图2—8b为A相等效电路的向量图。

设电网电压为：

usa=Umcos(t) (2—6a)

2 usb=Umcos(t-) (2—6b)

32 usc=Umcos(t+) (2—6c)

3设整流器交流电流基波为： ia=Imcos(t-) (2—7a)

2) (2—7b) 32 ic=Imcos(t-+) (2—7c)

3设整流器控制电压为：

ib=Imcos(t--

- 10 -

安徽工程大学毕业设计（论文）

uca=Imcos(t-) (2—8a)

2) (2—8b) 32 ucc=Imcos(t-+) (2—8c)

3式中，m为调试比，0忽略整流桥的时间滞后，整流器输入电压和控制电压的关系为：

1 urk=udcuck (k=a，b，c ) (2—9)

2式中udc为整流器输出直流电压。 整流器瞬时输入功率为：

Pin=uraia+urbirb+urcirc (2—10)

将(2—7)、(2—8)、(2—9)代入(2—10)得：

3 Pin=udcmImcos(-) (2—11)

2整流器瞬时输出功率为：

Pout=udcidc (2—12)

不计整流器输入电感的等效电阻，并假设整流桥为无损网络，根据功率平衡原理有，整流器的瞬时输入功率等于瞬时输出功率。令式(2—11)等于式(2—12)便可求的输出直流电流为：

3 idc=mImcos(-) (2—13)

2由上式可知，当三相输入电压和电流对称时，整流器输出电流为恒定的直流，输出滤波电容无低频电流通过，这点是三相PWM整流器不同于单相PWM整流器之处。三相PWM整流器的输入瞬时功率恒定，而单相整流器的输入功率不恒定，且功率分量中含有100Hz的低频分量。因此，单相PWM整流器的输出滤波电容具有虑除高频纹波和低频纹波的双重功能，而三相PWM整流器的输出滤波电容只需虑除高次谐波，容量可以做得比单相的小。

ucb=Imcos(t--

2.3 三相电压型PWM整流器的数学模型

建立数学模型是深入分析和研究三相电压型PWM整流器的工作机理及动态和静态特性的重要手段。为了方便分析，针对三相电压型PWM整流器建立数学模型时通常假设电网电动势为三相对称正弦波，网侧电感为线性且不考虑饱和情况。

三相电压型PWM整流器的数学模型分为低频和高频开关模型。三相电压型PWM整流器开关频率一般远高于电网基波频率，为简化一般数学描述，可忽略高频分量，只考虑低频分量，从而建立低频模型。通过三相PWM整流器的低频数学模型，可以得出稳态时整流器的向量图，通过几何图形可以清晰的表示出整流器的工作机理和各物理量之间的关系。低频模型非常适合于控制系统的设计，并可直接用于控制器设计。

- 11 -

贾佳：三相电压型SVPWM整流器控制策略研究

2.3.1 ABC静止坐标系下的低频数学模型

电压型PWM整流器的主电路如图2—7所示，根据图2—8b所示的相向量图可得PWM整流器交流侧三相电压方程： Ls

dia+Rsia=usa-ura (2—14a) dt Ls

dib+Rsib=usb-urb (2—14b) dtdic+Rsic=usc-urc (2—14c) dt Ls

根据图2—8a，可得PWM整流器的直流侧电流方程： idc=C

将式(2—13)代入式(2—15)，得： C

dudcudc3+=mImcos(-) (2—16) dtRL2dudcudc+ (2—15) dtRL在式(2—16)中，令

dudc=0，可得PWM整流器稳态时的输出电压表达式： dt3 udc=mRLImcos(-) (2—17)

2将式(2—9)代入式(2—14)，整理后便可得到PWM整流器交流侧的低频状态方程：

LsLsLsdiadtdib=dtdicdt0ia-Rs 0 udc-Rs 0ib-0 0 i20 -Rsc0 01 0 1 00 0 10 0uca1 u0 1 0+cbu0 0 1ccuraurb urc(2—18)

从式(2—18)可以看出，PWM整流器的三相输入电流受整流器控制电压uca，ucb，ucc的控制。不管采用什么控制策略，对整流器输入电流的控制都是通过调节控制电压实现的，这就是PWM整流器控制的实质。

对三相电路，可以引入复平面的矢量空间概念，它是指三相物理量可以用一个空间旋转矢量在三个静止对称轴(a，b，c)上的投影来表示。在电路系统中，三相物理量既可以是三相电流、三相电压，也可以是三相功率等。在这里，三个静止对称(a，b，c)轴就是静止的三相ABC坐标系，矢量为Park矢量。选定三相静止坐标系的A轴与Park矢量复平面的实轴重合，Park矢量的表达式为：

- 12 -

安徽工程大学毕业设计（论文）

X(t)=

2[Xa(t)+Xb(t)+2Xc(t)] (2—19) 3式(2—19)中α为旋转因子，=ej120，Xa(t)，Xb(t)，Xc(t)为ABC坐标系下的三相物理量。

由于三相物理量可以是电压或者电流，则可以得到以下一些变量的空间矢量： PWM整流器电网侧电压空间矢量为：

2j120j240 Us=(usa+usb e+usc e) (2—20)

3将式(2—6)代入上式得： Ur=Um ejt (2—21) PWM整流器输入电流空间矢量为：

2j120j240 I=(ia+ib e+ic e) =Imej（t） (2—22)

3PWM整流器输入电压空间矢量为：

2 U=(ura+urb ej120+urc ej240)=Um ej（t） (2—23)

3式(2—18)的交流侧低频方程也可以表示成为空间矢量的形式，其矢量方程如下：

dI Ls+RsI=Us-Ur (2—24)

dt将矢量方程(2—24)表示成空间矢量图，如图2—9所示：

+jωUsOφαIjωLsIUrRs*I+i

图2—9 PWM整流器交流侧矢量方程的空间矢量图

在空间矢量图中，各空间矢量的相对位置保持不变，但都以工频的角速度作逆时针旋转。通过对整流器输入电压Ur的相位和幅值的控制，就可以控制电流空间矢量与电网电压空间矢量之间的相对位置，从而实现整流器的四象限运行。 2.3.2 两相坐标系下的低频数学模型

以上分析是基于三相静止坐标系的，通过坐标变换，可以将三相静止坐标系变换到两相坐标系。坐标变换的突出优点是：将三相变量变为两相变量，不但降低了系统的阶次，而且使系统的分析和处理变得相对容易些。

- 13 -

贾佳：三相电压型SVPWM整流器控制策略研究

考虑变换前后总功率不变，从三相静止坐标系到两相静止坐标系的变换矩阵为：

111 - -x222 =

333x0 -22 1 0xa321x b=- 232xc13- -22xaxaxx=C3s/2sbb (2—25) xcxc从两相静止坐标系到三相静止坐标系的变换矩阵为：

xxx= C2s/3sx (2—26) 式中C3s/2s和C2s/3s互为逆矩阵，即C3s/2s·C2s/3s=I(I为单位矩阵)。利用式(2—25)和式

(2—26)把式(2—18)中的对应变量进行三相ABC静止坐标系到两相αβ静止坐标系转换，可得：

Ls Lsdidtdiiurus=C3s/2sAC2s/3s-C3s/2sB1C2s/3s+C3s/2sB2C2s/3s (2—27) iurusdt00 0-Rs 0 1 -Rs 0，B1= B2=0 1 0。 式中A=0 0 0 0 10 -Rs将A，B1，B2代入式(2—27)中，可得PWM整理器交流侧在两相αβ静止坐标系下

的状态方程：

Ls Lsdidtdi-Rs 0=0 -Rsdti1 0-i10 ur1 0+u1r0 usu (2—28) s下面推导PWM整流器在dq同步旋转坐标系下的数学模型。假设dq坐标的d轴在初始时刻和αβ坐标的α轴重合，则静止坐标系与旋转坐标系之间的变换关系如下：

xdcost sintxαx =-sint costx=C2s/2rx (2—29) xqxcost -sint =sint xcostβxdxdx= C2r/2sx (2—30) qq在式(2—29)和(2—30)中，C2s/2r和C2r/2s为Park旋转变换矩阵，C2s/2r和C2r/2s互为逆

矩阵，即C2s/2r·C2r/2s=I(I为单位矩阵)。

- 14 -

安徽工程大学毕业设计（论文）

βqxqφxαxβxxdωdα

图2—10 αβ—dp坐标系的变换关系

图2—10中αβ和dp坐标系的变换关系，其中φ=t，由上述变换关系可得两种坐标系下的输入电流之间的关系为：

idcost sintii =-sint costi= C2s/2ri (2—31) iq对式(2—31)两边求导，得：

ddtiddi=qdti C2s/2r id= C2s/2rdtidC2s/2ri+

dtii d = C2s/2r

dtii+ i 0 - 0 C2s/2ri (2—32) 将式(2—32)两边同时乘以Ls，并联立式(2—25)、(2—29)、(2—30)和(2—32)，可得

PWM整理器交流侧在dp内坐标系下的状态方程：

Ls Lsdid -Rs Lsdt=diq -L -Rssdtid1 0-i1q0 urd1 0+u1rq0 usdu (2—33) sq从式(2—28)和式(2—33)可以看出，αβ变换和dq变换将三相变量变换成两相变量，大大简化了控制系统的分析和设计。但在静止坐标系中已经解耦的状态方程经过dq变换后会互相耦合，怎样把dq坐标系的变量解耦将是后面要解决的问题。 2.3.3 基于开关函数定义的高频通用数学模型

低频数学模型是忽略了整流器输入电压中的高次谐波，实际上是一种状态空间平均模型。低频模型适合于作系统的分析和设计，但不能反映整流器的高频工作机理。本节基于开关函数的定义，建立了PWM整流器的高频数学模型。整个建模过程很少引入假设条件，因此将得到的模型称为高频通用数学模型。高频模型能真实地反映整流器的高频运行机理，是PWM整流器的精确数学模型。

- 15 -

贾佳：三相电压型SVPWM整流器控制策略研究

+LsabcORsRsRsLsLsiaibicSa’SaABSb’SbSc+C1R0G+C2UdcCSc’-

图2—11 三相PWM整流器开关模型简图

三相PWM整流器的开关模型简图如图2—11示，假设O为电网中点，G为电容中点，C1=C2，ucl=uC2=0.5udc成立。开关Sa、Sb、Sc函数的定义如下：

1 a上桥臂通1 c上桥臂通1 b上桥臂通Sa= Sb= Sc=

0 a下桥臂通0 c下桥臂通0 b下桥臂通那么整流器交流侧输入电压为：

udcU(2Sa1)AG2u UBGdc(2Sb1) (2—34)

2udcU(2Sc1)CG2根据图2—12，由基尔霍夫电压定律(KVL)可得下列方程：

diaURiLUAGUGOsassadtdi UsbRsibLsbUBGUGO (2—35)

dtdicURiLUCGUGOscsscdt对三相PWM整流器，三相电流ia、ib、ic的关系为：

ia+ib+ic=0 (2—36)

将式(2—34)代入式(2—35)中，联立式(2—35)和式(2—36)，可求得电容中点电压为：

111 UGO=-udc(Sa+Sb+Sc)+udc+(usa+usb+usc) (2—37)

323在图2—12中，对三相PWM整流器的直流侧输出节点运用基尔霍夫电流定律(KCL)可得：

iaSa+ibSb+icSc=C

dudcudc+ (2—38) dtR0综合式(2—35)、(2—36)、(2—37)和(2—38)求得三相PWM整流器的高频数学模型，

整理后写成矩阵形式，如式(2—39)所示：

- 16 -

安徽工程大学毕业设计（论文）

dia11120 -Sa（SaSbSc）Lsdt-Rs 0 - - 3333iadi1Lb 0 -R 0 -S（SaSbSc）ssbib- 1 2 -1dt3+333=1ic1Ldic 0 120 -Rs -Sc（SbSbSc）u- - sdt333dc3du1CdcS S S - 0 0 0bcaRodtusausb usc(2—39)

如果电网电压对称，即ua+ub+uc=0。式(2—37)中的电容中点电压简化为：

11 UGO=-(udcSa+Sb+Sc)+udc (2—40)

32把式(2—40)代入式(2—39)中，则三相PWM整流器的高频数学模型可简化为：

dia10 -Sa（SaSbSc）Lsdt-Rs 0 3ia1 0 0 1Ldibusa 0 -R 0 -S（SSS）ssbabcdti0 1 0b3+usb =10 1ic0 uLdic 0 0 -R -S（SSS）scbbcsu0 scdt30 0dcdu1CdcS S S -bcaRodt(2—41)

从三相PWM整流器的高频数学模型可以看出，整流器交流侧每相输入电流都是由三个开关函数共同作用的，整流器是一个互相耦合的多阶非线性时变系统。这点和低频数学模型得出的结论不同，三相PWM整流器在低频时表现为一个线性解耦系统。

根据上述的数学模型可得三相PWM整流器的高频等效电路，如图2—12所示。从图中可以看出，整流器的高频模型与其低频模型有所不同，整流器的电容中点电位和电网中点电位不再相等，这两点的电位差为高频脉动量，脉动规律由三相开关函数共同决定，即式(2—40)所示UGO的表达式。可见，从高频角度分析，PWM整流器交流侧三相之间是互相耦合的。但从工频角度看，高频脉动的平均值是零，电容中点电位和电网中点电位相等，因此PWM整流器从低频角度看是解耦的。带中线的PWM整流器电容中点电位和电网中点电位自然相等，因此它的高频模型和低频模型都是解耦的。

UsaUsbUscRsRsRsLsLsLsudcSa-0.5udc+iaudcSb-0.5udc+ibudcSc-0.5udc+icibSbiaSaGicSc++-Udc+-udc(Sa+Sb+Sc)/3+0.5udc

图2—12 三相PWM整流器高频等效电路

- 17 -

贾佳：三相电压型SVPWM整流器控制策略研究

2.3.4 两相坐标系的PWM整流器高频数学模型

以上整流器高频数学模型是基于ABC静止坐标系建立的，在分析和控制时都比较麻烦，而两相坐标系中的高频数学模型降低了系统的阶次，可以简化系统的分析和控制器的设计。

利用ABC坐标系与αβ坐标系的变换关系，式(2—41)表示的PWM整流器高频数学模型可以转化为以下的两相静止坐标系的高频数学模型：

diLsdt -S -Rs 0 di-Rs -S Ls= 0 dt1S -Cdudc S Rodtia1 0 i+0 1budc0 0usu (2—42) s式中两相静止坐标系的开关函数：(SS)T=C3s/2s(SaSbSc)T。

可见，在输出电压udc恒定的情况下，PWM整流器在两相静止坐标系下解除了输入电流i、i之间的藕合，但变换后的两相电压和电流仍然是正弦变化量。利用αβ/dq坐标变换，可得PWM整流器两相旋转坐标系下的高频数学模型，如式(2—43)所示：

didLsdt-R L -Sssddiq-L -R -S Ls=ssqdt1du S S -CdcdqRodtid1 0 1iq+0 0 0udcusdusq (2—43) 式中dq坐标系的开关函数为：(Sd Sq)T =C3s/2r(SS)T。根据式(2—43)可以得到PWM整流器在dq坐标系下的等效电路模型，如图2—13所示。

UsdRsUsqRsLsLsudcSd-ωLsiq+idSdiqSq++-UdcudcSq-ωLsid+

图2—13 三相PWM整流器在dq坐标系下的高频等效电路

稳态时开关函数Sd、Sq在直流量附近高频振荡，而且它的频谱中不含有低频成分。如果将开关函数中的高频开关成分滤除，以平均开关函数Sd*、Sq*。代替式(2—43)中的Sd、Sq，则得到三相PWM整流器开关函数的低频数学模型，如下式所示：

- 18 -

安徽工程大学毕业设计（论文）

didLsdt* Ls -Sd-Rs diq*-L -R -S Ls=ssqdt*1*du S S -CdcdqRodt为了方便对比，把式(2—33)重列如下： Ls Lsid1 0 1iq+0 0 0udcusdusq (2—44) did Ls id1 0 urd1 0 usddt-Rs ++=diq-Ls 1urq0 1-Rsiq0 usqdt (2—33) 对比以上两式，可以发现PWM整流器交流侧输入电压与平均开关函数之间的关系为：

*urdSdudc  (2—45) *urqSqudc从式(2—44)可知PWM整流器直流侧输出电流为：

idc=idSd*+iqSd* (2—46)

经过上述变换，在dq坐标系中，对称的三相正弦量变换到内轴上成了恒定的直流量，PWM整流器的直流侧输出电流中将不含有低频分量。

2.4 本章小结

(1) 分析了PWM整流器的基本原理，通过改变整流器交流侧控制电压可以实现PWM整流器四象限运行。

(2) 主要介绍了常用的单相全桥电压型PWM整流器和三相半桥电压型PWM整流器拓扑，并对比和分析了这两种拓扑结构优缺点。

(3) 分别从低频和高频的角度，建立了三相PWM整流器在ABC静止坐标系、两相静止坐标系和两相旋转坐标系的低频数学模型和高频数学模型。低频数学模型适合于系统的分析和参数设计，而高频数学模型适合于系统仿真，对分析系统高次谐波具有很重要的指导意义。

- 19 -

贾佳：三相电压型SVPWM整流器控制策略研究

第3章 三相电压型PWM整流器的控制

3.1 三相电压型PWM整流器的电流控制策略

整流器的控制目标：一是输入交流电流，二是输出直流电压。其中输入交流电流的控制是PWM整流器系统控制的关键所在，因为采用PWM整流器的目的是使电网侧输入电流波形正弦化。目前，电流控制技术主要分为两大类，即间接电流控制和直流电流控制。间接电流控制的优点是：控制结构简单，一般无需电流反馈控制，但缺点是：电流动态响应不够快，交流侧电流中含有直流分量，且对系统参数波动较敏感，因而主要应用于对三相动态响应要求不高的场合。直接电流控制因具有动态响应快、电流控制精度高，对系统参数波动不是很敏感等优点，使其成为目前应用最广泛的控制方法之一。 3.1.1 间接电流控制

间接电流控制技术实质上是通过PWM调制，在三相VSR桥路交流侧产生幅值、相位受控的基波为正弦的PWM电压。该PWM电压与电网电动势共同作用于三相VSR交流侧，并在交流侧形成正弦基波电流，而谐波电流则由交流侧电感滤除。由于这种三相VSR电流控制方式是通过直接控制三相VSR交流侧电压进而达到控制三相VSR交流侧电流的目的，因而是一种间接电流控制方式。由于这种间接电流控制无需设置交流电流传感器以构成电流闭环控制，因而是一种三相VSR简单控制方案。

要实现三相PWM整流器的间接电流控制，关键在于由三相VSR交流侧电流矢量指令，并通过简单的控制运算，获得三相PWM整流器的调制信号。一般在引入指令电压反馈后采用PI调节器，其输出就作为电流内环的指令幅值，再根据对三相电网电动势相位的检测得到所需的指令电流的相角，从而得到了三相VSR间接电流控制的指令电流矢量。 3.1.2 直接电流控制

直接电流控制是对PWM整流器输入电流进行闭环控制，其控制的依据是PWM整流器的动态方程，它的优点是：动态响应速度快、电流控制精度高、过流保护容易等，直接电流控制已经开关变换器控制技术发展的主导方向。选用直接电流控制策略不仅可以获得理想的稳态和动态电流控制效果，而且直接电流控制对负载变化、输出直流电压的波动、功率开关的压降、桥臂死区等因数对输入电流的影响有很强的抑制作用。

直流电流控制是针对间接电流控制的不足而提出来的，直流电流控制和间接电流控制在结构上的主要区别在于：直接电流控制采用网侧电流闭环控制，而间接电流控制无网侧电流闭环控制。由于采用网侧电流闭环控制，使整流器网侧电流的动、静态性能得到了大大地提高，同时也使网侧电流对系统参数不敏感，从而增强了电流控制系统的鲁棒性。

当三相PWM整流器应用于有源电力滤波等领域时，网侧电流的控制性能决定了系统性能的好坏。已经有学者提出的直接电流控制有：固定开关频率的PWM电流控制和滞环电流控制等。一般来说，固定开关频率的PWM电流控制的算法比较简单，实现起

- 20 -

安徽工程大学毕业设计（论文）

来较为方便，并且其固定的开关频率使网侧电感设计起来比较容易。但是固定开关频率也有缺点，在开关频率比较低的时候，电流动态响应比较慢，且电流动态偏差随电流变化率的变化而变化。相比之下，滞环PWM电流控制具有很快的电流响应速度，且随着设定电流指令上下限的减小，网侧电流跟踪的误差也减小，大大提高了电流控制的精度，但缺点是开关频率不固定，使网侧电感设计困难，开关损耗增大，所以很少用于大功率场合。

(1) 固定开关频率的PWM电流控制

根据第二章中三相PWM整流器的高频数学模型，现在重列整流器交流回路电压方程如下：

Ls

dik1+Rsik=usk-udc(Sk-3dtkka，b，cS) (k=a，b，c ) (3—1)

当三相PWM整流器的开关频率远高于电网频率时，就可以把开关函数用PWM占

空比dk代替。那么式(3—l)变换为 Ls

dik1+ Rsik=usk-udc(dk-3dtkka，b，cd) (k=a，b，c ) (3—2)

把固定开关频率的PWM电流控制的电流控制环节看作是时间常数为开关周期Ts，

的一阶惯性环节，令三相VSR的网侧电流跟踪指令电流为ik* (k=a，b，c)，则有：

dik1*

=(ik-ik) (k=a，b，c ) (3—3) dtTs综合式(3—2)和(3—3)，可得： dk=

LL11[usk（-Rs-s）ik-sik*]+

3udcTsTskka，b，cd (3—4)

采用SPWM调制时，如果正弦调制波为电网电动势usk (k=a，b，c)间的相位角为α，调制比为m，那么占空比dk可以表示为：

m1dsint ka，b，ckk22  (3—5)

220 b c-a33若三相系统平衡，则有：

skka，b，cu=0

kka，b，ci=0

*kka，b，ci=0 (3—6)

ka，b，cdk=

3msint+ (3—7) k22ka，b，c将(3—7)代入(3—4)得： dk=

LL11[usk-(Rs-s)ik-sik*]+ (3—8)

2udcTsTs- 21 -

贾佳：三相电压型SVPWM整流器控制策略研究

令三相调制波指令为umk* (k=a，b，c)，由占空比的定义有：

*tonumk1 dk==+ (3—9)

TsUT2式中ton—一个开关周期Ts内功率开关管的导通时间。 umk*=

LLUT[usk-(Rs-s)ik-si*k] (3—10) udcTsTs上式就是固定开关频率的PWM电流控制时的三相调制波算法。显然，这个控制算

法体现了网侧电流的反馈以及电网电动势的前馈。前馈控制的目的是围了消除电网电动势的扰动。

(2) 滞环电流控制

这种控制策略是将指令电流与反馈电流通过固定环宽的滞环比较单元，在通过电网电动势的前馈控制生成三相正弦调制电压。滞环电流控制的电流环没有PI、PID或者P调节，而只有一个滞环比较器，当电流的偏差值超过了滞环比较器给定的范围时，按照一定的规则控制开关器件的开通和关断，从而实现对电流的实时跟踪。

与无电流内环的间接电流控制相比，固定开关频率的PWM电流控制加快了电流的响应速度，改善了电压外环的动态性能。但是，固定开关频率的PWM电流控制对系统的参数以及负载的扰动仍然比较敏感，在三相VSR交流侧电压峰值Urm波动时，电流跟踪的偏差大小也跟着波动。而滞环电流控制在整流器交流侧电压峰值Urm波动的同时，整流器的开关频率也同时改变，因此可以减小电流跟踪的误差，弥补了固定开关频率的PWM电流控制在电流跟踪方面的不足。

3.2 三相电压型PWM整流器的SVPWM调制方法

电压空间矢量PWM调制(SVPWM)策略最早由日本学者在20世纪80年代，针对于交流电机变频驱动而提出，其最终目的是希望在空间产生圆形旋转磁场，从而产生恒定的电磁转矩。将SVPWM技术应用于三VSR的控制之中，主要是继承了其电压利用率高、动态响应快等优点。

在相同直流电压udc的条件下，当采用SPWM调制时，三相VSR的相电压峰值最大为udc/2，而采用SVPWM调制时，三相的相电压峰值最大为udc/3。因而采用SVPWM调制可以获得更低的直流输出电压，而且电压利用率相对于SPWM调制方式提高了15.47%，同时可极大地减小加在功率开关器件上的电压应力。 3.2.1 三相VSR的电压空间矢量分布

三相电压型PWM整流器电压空间矢量描述了三相PWM整流器交流侧相电压(Vao、Vbo、Vco)在复平面上的空间分布，有：

1 Vao=[Sa-(Sa+Sb+Sc)]udc (3—11)

31 Vbo=[Sb-(Sa+Sb+Sc)]udc (3—12)

3

- 22 -

安徽工程大学毕业设计（论文）

1Vco=[Sc-(Sa+Sb+Sc)]udc (3—13)

3式中Sa、Sb、Sc—三相单极性二值逻辑开关函数。

将23=8种开关函数组合代入式(3—5)~(3—7)，即得到相应的三相电压型PWM整流器交流侧电压值，如表3—1所示。

由表3—1可以看出，三相电压型PWM整流器不同开关组合时的交流侧电压可以用一个模为2udc/3的电压空间矢量在复平面上表示出来，由于三相电压型PWM整流器开关的有限组合，因而其电压空间矢量只有23=8个，如图3—2所示。其中V0（000）、V7（111）由于模为零而称为零矢量。

表3—1 不同开关组合时的电压值 Sa 0 0 0 0 1 1 1 1 Sb 0 0 1 1 0 0 1 1 Sc 0 1 0 1 0 1 0 1 V2(010)ΙΙΙV3(011)ΙVV1(001)Vao 0 Vbo 0 Vco 0 Vk V1 V2 V3 V4 V5 V6 V7 V8 1udc 31-udc 32-udc 32udc 31udc 31udc 3-0 ΙΙ1udc 32udc 31udc 31-udc 32-udc 31udc 3-0 V6(110)ΙV4(100)VΙV5(101)2udc 31-udc 31udc 31-udc 31udc 32-udc 30 V7(111)V0(000)V

图3—1 三相VSR电压空间矢量分布图

显然，一种开关组合对应一个电压空间矢量，且开关组合时的Vao、Vbo、Vco即为该电压空间矢量在三相坐标轴(a，b，c)上的投影。

因此，复平面上的三相PWM整流器电压空间矢量可定义为：

- 23 -

贾佳：三相电压型SVPWM整流器控制策略研究

2j（k1）/3V3udce  k=(1，„，6) (3—14)

V0.70上式又可以表达成开关函数形式，即：

2 Vk=udc(Sa+Sbej2/3+Scej2/3) k=(0，„，7) (3—15)

3对于任意给定的三相基波电压Vao、Vbo、Vco，若考虑三相平衡PWM整流器系统，即Vao+Vbo+Vco=0，则可在复平面内定义电压空间矢量

2 V=(Vao+Vboej2/3+Vcoej2/3) (3—16)

3电压空间矢量V在三相abc坐标系下各轴上的投影即为交流侧三相正弦电压Vao、Vbo、Vco的瞬时值。如果Vao、Vbo、Vco是角频率为的三相对称正弦波电压，则矢量V是一模为相电压峰值，且以角频率按逆时针方向匀速旋转的矢量，而电压空间矢量V在三相坐标轴(a，b，c)上的投影就是对称的三相正弦量。 3.2.2 电压空间矢量的合成和作用时间的分配

三相电压型PWM整流器的基本电压空间矢量共有8个，其中6个为非零矢量，且对称分布在复平面上，剩下2个为零矢量。对于任一给定的电压空间矢量V*，均可由这8个基本电压空间矢量合成，如图3—2所示。

V2(010)ΙΙΙV3(011)ΙVV1(001)ΙΙV6(110)V*ΙV4(100)VΙV5(101)V6T2/TsV0(000)V7(111)θV4T1/TsV

图3—2 电压空间矢量的合成

在图3—2中，零矢量V0（000）、V7（111）位于坐标轴中心，其它6个电压空间矢量的幅值都为2udc/3，把复平面平均分成了从Ⅰ~Ⅵ这6个扇形区域。以第一扇区为例，任意给定一个电压空间矢量V*，设它与V1的夹角为，根据平行四边形法则有： V *=

T1TV42V6 (3—17) TsTs式中T1、T2—矢量V4、V6在一个开关周期中的持续作用时间；

Ts—PWM开关周期。

设在整个开关周期Ts中，零矢量的作用时间为T0，则有：

Ts= T1+T2+ T0 (3—18)

- 24 -

安徽工程大学毕业设计（论文）

由于V*与V1的夹角为，由正弦定理有：

V*2sin3=

T2V6Tssin=

T1V4Tssin3 (3—19)

又因为|V4|=|V6|=

2udc，联立式(3—18)、式(3—19)，则有 3TmTsin-1s3 T2mTssin (3—20) TT-T-Ts120.7式中m—SVPWM的调制系数，且 m =

3V*udc (3—21)

换向周期Ts应由旋转磁场所需的频率决定，Ts与T1、T2未必相等，其间隙时间可

用零矢量V0、V7来填补。为了减少功率器件的开关次数，一般使V0、V7各占一半时间，因此

1 T0=T7=(Ts-T1- T2) (3—22)

2*

每一个给定的V相当于电压波形中的一个脉冲波，在图3—3所示第一扇区内的一个周期Ts包括了T1、T2、T0、T7共四段，对应的电压空间矢量分别V4、V6、V0、V7。为了使电压波形对称，把每种电压空间矢量的作用时间都一分为二，形成的电压空间矢量的作用序列为46077064，其中4表示V4在作用，6表示V6在作用，0表示V0在作用，7表示V7在作用。这样在一个周期Ts内，PWM整流器的三相开关状态序列为100、110、000、111、111、000、110、100。在实际应用中，应该尽量减少工作状态切换时引起的开关损耗，因此不同的工作状态的顺序必须遵守下述规则:每次工作状态切换时，只切换一个功率开关器件，以满足最小的开关损耗。按照这个原则，以零矢量V0作为开始和结束工作状态，应该把切换顺序改为04677640，即开关状态序列为000、100、110、111、110、100、000，这样就能满足每次工作状态切换时只切换一个开关的要求了。 3.3 SVPWM调制算法的实现和仿真

传统SVPWM调制方案将三相PWM整流器的开关输入电压进行区间划分，按照每60°为一个区间，一个波形周期被划分为六个区间，如图3—3所示。

- 25 -

贾佳：三相电压型SVPWM整流器控制策略研究

UUaUbUcωtωt区号ⅣⅤⅥⅠⅡⅢⅣⅤⅥ

图3—3 传统输入相电压的区间划分

对于任一电压空间矢量V*的区间位置，是由Ua、Ub、Uc的值确定。区间划分的条件如图3—4所示，线段AD是Ua=Ub的边界线，线段AD的上半区域表示Ua>Ub，其下半区域表示UaUa>Ub时，矢量V*位于扇区I；当Ua>Uc>Ub时，矢量V*位于扇区II，依次类推。

传统SVPWM调制方案的算法相对比较复杂，现在一般用改进后的SVPWM调制方案，其调制方法与传统方法在原理上是完全一致的，是将三相开关输入电压按60°一个区间进行划分，一个波形周期被划分为六个区间。与传统方法不同的是，改进后的SVPWM调制方案重新定义了区间的划分条件，以每相电压的过零点作为区间划分的边界，如图3—4所示。

CUa>Uc>UbUa>Ub>UcDUb>Ua>UcΙΙΙΙVΙΙΙVΙUc>Ua>UbAUc>Ub>UaBVUb>Uc>UaEF

图3—4 判断电压矢量所在区间的条件

由图3—5可看出，改进后的SVPWM调制算法的每一个区间中，始终存在两相电压符号相同，而另一相电压的符号则相反。因此，改进后的调制算法大大减少了区间判断的运算量，下面就主要介绍改进后的SVPWM调制算法。

UUaUbUcωtωt区号ⅣⅤⅥⅠⅡⅢⅣⅤⅥ

图3—5 改进方案的区间划分

- 26 -

安徽工程大学毕业设计（论文）

3.3.1 扇区的判定和作用时间的计算

由αβ坐标系到ABC坐标系的变换关系得到ABC坐标系中的相电压分量：

V2Va3213 VbVαVβ (3—23) 322213Vc32Vα2Vβ根据三相对称正弦波的相位关系，规定

如果Ua>0，那么A=l，否则A=0； 如果Ub>0，那么B=1，否则B=0； 如果Uc>0，那么C=1，否则C=0。

按照(k-1)/3t N=4A+2B+C (3—24)

扇区号与实际扇区的对应关系如图3—6所示：

V2(010)23ΙΙΙV3(011)1ΙΙΙV0(000)VΙ4V5(101)V4(100)6V6(110)V7(111)ΙVV5V1(001)

图3—6 扇区号N实际对应的各扇区情况

βV6VβV*V6T2/Ts60°V4T1/TsVαα

图3—7 区间I电压空间矢量的合成

假设三相ABC静止坐标系的A轴与αβ坐标系的α轴重合，且V4位于α轴上。以

- 27 -

贾佳：三相电压型SVPWM整流器控制策略研究

扇区I为例，由图3—7可得：

T2V|V|sin60β6Ts VαT1|V4|T2|V6|cos60 (3—25)

TsTs2|V4||V6|udc3联立式(3—22)和(3—25)可得：

Ts33Vβ）T1（Vαudc22Ts  (3—26) 3VβT2udcT0TsT1T2其他扇区电压空间矢量的合成方法与此类似，为此引入通用变量X、Y、Z，如式(3—27)

所示：

TsX3Vβudc3Ts3Ts YVαVβ (3—27)

2udc2udc3Ts3TsZVαVβ2u2udcdc那么在各个扇区合成任意一个空间电压矢量的各个对应电压矢量的作用时间T1、T2

如表3—2所示：

表3—2 各扇区号对应的电压空间矢量的作用时间

N 时间 T1 T2 1 -X Z 2 Z Y 3 X -Y 4 Y -X 5 -Y -Z 6 -Z X TsTT11T1T2Ts T2T2 (3—28)

T1T2T00对于正常的SVPWM调制，电压空间矢量的端点轨迹位于图3—4所示的六边形内切圆内。但是在调制过程中电压空间矢量的端点轨迹可能会超出内切圆，输出电压将会出现较大的波动，对电压的正确跟踪有很大的影响。可以用简单的办法，计算出T1和

- 28 -

安徽工程大学毕业设计（论文）

T2后再判断T1+T2>Ts是否成立，若不成立，则保持T1和T2不变；若成立则按照式(3—28)进行饱和计算，求出T1、T2和T0，把电压空间矢量的端点轨迹拉回六边形内切圆内。 3.3.2 电压空间矢量的排序和三相PWM波的生成

在一个开关周期中给定电压空间矢量V*的合成过程中，可以安排各矢量作用时间的先后，以及零矢量V0或V7的不同选择，由此可以有多种矢量排序策略。不同的矢量排序策略对应不同的开关顺序与次数，引起的开关损耗也不同，更重要的是会对网侧电流的造成不同的影响。

V0SaSbScT0/4T1/2T2/2T0/2Ts扇区ⅠV0SaV2V3V0V3V2V0SaV0V1V3T2/2T1/2T0/4V4V6V0V6V4V0SaSbScT0/4T1/2T2/2T0/2Ts扇区ⅡV0V3V1V0T2/2T1/2T0/4V0V2V6V0V6V2V0SbSbScT0/4T1/2T2/2T0/2Ts扇区ⅢV0SaSbV1V5V0V5V1V0T2/2T1/2T0/4ScT0/4T1/2T2/2T0/2Ts扇区ⅥV0SaSbV4V5V0V5V4V0T2/2T1/2T0/4ScT0/4T1/2T2/2T0/2Ts扇区ⅤT2/2T1/2T0/4ScT0/4T1/2T2/2T0/2Ts扇区ⅣT2/2T1/2T0/4

图3—8 电压空间矢量的排序策略

图3—8为各扇区中电压空间矢量排序的一种策略。在上面已经提到过，每一个给

- 29 -

贾佳：三相电压型SVPWM整流器控制策略研究

定的电压矢量V*相当于电压波形中的一个脉冲波，为了使波形对称，把每个工作状态的作用时间都平均分成两部分，在矢量的安排上同时选用零矢量V0、V7，它们的作用时间都为T0/2，并将零矢量与扇区两边的非零矢量在开关周期内对称排列。

以扇区I为例，在每个周期Ts内，给定的电压矢量V*总共由V4、V6、V0和V7这四个基本矢量组成，每次工作状态切换时，只切换一个功率开关器件，以尽量减少开关损耗。每个周期都以以零矢量V0开始和结束，则扇区I在一个周期内个矢量的排序为：V0 V4 V6 V7 V6 V4 V0，每个矢量的作用时间如图3—10所示。在一个周期中，三相VSR的功率开关管总共开关了6次，因此损耗也比较大，但这种排序策略使PWM整流器交流侧的各相电压波形对称，减小了各相的谐波电流。因此，以电流谐波最小为优先考虑的因素，本文选用这种完全对称的矢量排序策略。

设电压空间矢量的切换点分别为tcm1、tcm2、tcm3，定义

TsT1T2Ta4 TTT1 (3—29)

ba2T2TTcb2以扇区I为例，计算出作用时间T0、T1、T2后，根据图3—10的排序策略，由式(3—29)

计算出Ta、Tb和Tc，然后再赋给切换点变量tcm1、tcm2、tcm3，通过如图3—9的PWM调制方式生成三相开关量Sa、Sb和Sc。

0.5Tstcm3tcm2tcm1TcTbTaV0V4SaSbScV6V0V6V4V0T0/4T1/2T2/2T0/4T2/2T1/2T0/2Ts图3—9 电压空间矢量PWM调制方式

经整理后，各扇区切换点的赋值时刻如表3—3所示：

- 30 -

安徽工程大学毕业设计（论文）

表3—3 各切换点赋值时刻

区号 切换点时间 tcm1 tcm2 tcm3 1 Tc Tb Ta 2 Tb Ta Tc 3 Tc Ta Tb 4 Ta Tc Tb 5 Tb Tc Ta 6 Ta Tb Tc 3.3.3 三相VSR的SVPWM调制算法的模型

在Matlab/Simulink仿真环境下，可以很便利的利用模块和软件编程进行系统仿真。 根据上述的SVPWM调制算法，构造了如图3—10所示的SVPWM仿真模型。

图3—10 SVPWM调制仿真模型

图3—10中的模型是SVPWM调制仿真模块。从图中可看到，SVPWM调制模块主要包括5个部分：扇区号判断模块，变量X、Y、Z计算模块，矢量作用时间Tl、T2计算模块，切换时刻计算模块以及开关量Sa、Sb、Sc生成模块。仿真参数如下：

输入电压：幅值3llV，频率为50Hz的三相对称电压； 直流侧电压值：DC650V；

开关频率Ts：10kHz，负载为感性负载。 3.4 本章小结

(1) 三相PWM整流器的主要有两种电流控制方法：间接电流控制和直接电流控制。重点介绍直接电流控制里的固定开关频率PWM电流控制，同时给出了控制算法。

(2) 研究了SVPWM调制算法里电压空间矢量的生成和作用时间的分配，按照二进制编码方法重新合理地划分扇区号。分析了改进SVPWM调制算法的实现步骤，按照每次工作状态切换时，只有一个功率开关管动作的原则，对电压空间矢量进行合理的排序，给出了SVPWM的调制算法，并进行仿真验证。

- 31 -

贾佳：三相电压型SVPWM整流器控制策略研究

第4章 三相电压型PWM整流器的建模和仿真

系统设计总体框图如下：

idcT1D1UsaUsbLsRsRsRsT4D4T6D6ABT2CD2-NI0T3D3T5+MD5+UdcCdRLUdUscLsLsabc/dqiq +id -i*d PIu*d u*q dq/αβu*α u*β SVPWM-+U*d PI+i*q -PI

图4—1 系统设计框图

4.1 主电路参数设计 4.1.1 交流侧电感的设计

PWM整流器交流侧电感的设计不仅要满足稳态时的工作要求，也要考虑满足VSR瞬态电流跟踪指标的要求，即要快速电流跟踪，又要抑制谐波电流。以VSR正弦波电流控制为例，当电流过零时，其电流变化率最大，此时电感应足够小，以满足快速跟踪电流的要求；另一方面，在正弦波电流峰值处，谐波电流脉动最严重，此时电感应足够大，以满足抑制谐波电流要求。为进一步简化分析，以下讨论只考虑正弦波电流控制。

对于如图2—8所示的三相VSR拓扑，a相的电压方程为： Ls

diau+Rsia-usa-udcSadcSaSbSc (4—1) dt3- 32 -

安徽工程大学毕业设计（论文）

若忽略交流侧电阻Rs的影响，且令vsa=usa+

udc(Sa+Sb+Sc),则上式简化为： 3 Ls

dia=vsa-udcSa (4—2) dt在考虑三相VSR单位功率因数正弦波电流控制时，首先分析满足快速电流跟踪要求时的电感设计。在电流过零(t=0)点附近的一个开关周期Ts内的电流跟踪瞬态过程如下：

当0tTl时，Sa=0，usa0，则： Ls

ui1=vsa-udcSadc(Sb+Sc) (4—3)

3T1在这段时间内的电流变化量i1了为： i1=

udcT1(Sb+Sc) (4—4) 3Ls当T1tT2时，Sa=1，T1+T2=Ts，则： Ls

ui2= vsa-udcSa dc(-2+Sb+Sc) (4—5)

3T2在这段时间内的电流变化量i2为： i2=

udcT2(-2+Sb+Sc) (4—6) 3Ls若在一个开关周期Ts内满足快速电流跟踪要求，则必须满足：

i1i2ImsinTsIm (4—7) TsT考虑Sb=Sc=1时，把式(4—4)和(4—6)代入(4—7)求得： Ls2T1udc (4—8)

3ImTs2udc (4—9) 3Im当T1=Ts时，电流变化率最大，此时的电感满足式(4—9)的要求： Ls由式(4—9)可知，当电网频率一定时，满足最大电流变化率时的电感只与交流侧相电流的基波峰值Im和直流电压udc有关，此时电感的应设计得尽量小。

以下分析抑制谐波电流时的电感设计。在电流峰值(t=/2)点附近一个开关周期Ts内的电流跟踪瞬态过程如下：

当0tTl时，Sa=0，usaUsm(Usm为电网相电压峰值)，则：

- 33 -

贾佳：三相电压型SVPWM整流器控制策略研究

Ls

ui1= vsa-udcSa Usm+dc(Sb+Sc) (4—10)

3T1在这段时间内的电流变化量i1为： i13UsmT1udcSbScT1 (4—11)

3Ls当T1tT2时，，Sa=1，T1+T2=Ts，则： Ls

ui2= vsa-udcSa  Usm+dc(-2+Sb+Sc) (4—12)

3T2在这段时间内的电流变化量i2为： i23UsmT2udc-2SbScT2 (4—13)

3Ls考虑在电流峰值附近的一个开关周期Ts内有：

i1i20 (4—14) 即|i1|=|i2| (4—15)

考虑Sb=Sc=0，T1+T2=Ts，把式(4—12)和(4—14)带入(4—16)可得：

（2udc3Usm）Ts T1= (4—16)

2udc把式(4—16)带入式(4—10)，并考虑Sb=Sc=0，则有：

（2udc3Usm）UsmTs（2udc3Usm）UsmTs Ls= (4—17) 2udci2udcimax式中imax—最大允许谐波电流脉动量。

综合式(4—9)和(4—17)可得满足电流瞬态跟踪指标时，三相VSR交流侧电感取值范围为：

2udc3UsmUsmTs2udcimaxLs2udc (4—18) 3Im由式(4—18)可知，考虑电流瞬态跟踪指标时，交流侧电感的取值与电网相电压峰值Usm、交流侧相电流基波峰值Im、最大允许谐波电流脉动量imax以及需要产生的直流母线电压udc有关。 4.1.2 直流侧电容的设计

在三相PWM整流器中，直流侧电容的选取是一个重要环节。直流侧电容能够缓冲交流侧与直流负载间的能量交换，稳定直流侧电压，同时也可以抑制直流侧谐波电压。因此，在设计电容时需兼顾两个原则：(1)为了满足电压环控制的跟随性能指标，直流电

- 34 -

安徽工程大学毕业设计（论文）

容应选得尽量小，以确保系统直流侧电压的快速跟踪控制；(2)为了满足电压环控制的抗扰性能指标，直流电容应尽量大，以限制负载扰动时的直流电压动态降落。所以在进行直流侧电容设计时，在设计时应兼顾两个原则，综合评价选择电容的大小。

为确保直流侧电压的快速跟踪控制，首先讨论满足直流电压跟随性指标时的电容设计。三相VSR从开始整流时，直流电压额定值是从三相二极管不控整流得到的。二极管不控整流时，其整流输出电压平均值为：Vdo=1.35V1，其中V1为三相VSR网侧线电压有效值。三相VSR额定直流电压，是指额定直流负载条件下，直流侧输出额定功率时的直流电压，即：

Udc=PeRL (4—19) 式中 Pe—三相VSR直流侧额定输出功率； RL—额定直流负载电阻。

当三相VSR的直流电压跃变为给定额定直流电压时，由于电压调节器采用PI调节器，则在三相VSR的实际直流电压未超过给定的直流电压前，电压调节器的输出一直处于饱和状态。由于电压调节器输出的是三相交流侧电流的幅值，因此若忽略电流内环的惯性，则此时三相VSR的直流侧将以最大电流Idm对直流电容充电和给负载供电，从而使三相VSR的直流电压以最快速度上升，其等效电路图如图4—2所示。整流电压的平均值为Udo为直流电压的初始值，时间常数为：=RLC，则有：

Udc-Udo=(IdmRL- Udo)(1-et/τ) (4—20)

RL+IdmRL-C+Udc-

图4—2 直流侧电压阶跃突变时的等效电路图

当给定的直流电压为额定直流电压时，即Udc=Ude，将其代入式(4—21)中可以得到： e

tτ=

IdmRLUde (4—21)

IdmRLUdo对式(4—21)两边同时取对数可得： t=ln

IdmRLUde (4—22)

IdmRLUdo为了获得良好的直流电压动态响应性能，若要求三相VSR的直流侧电压以初始值Udo跃变到额定直流电压Ude时的上升时间不大于tr，则： RLCln

由于Ude>Udo，则有：

IdmRLUdetr (4—23)

IdmRLUdo- 35 -

贾佳：三相电压型SVPWM整流器控制策略研究

Ctr (4—24)

IdmRLUdoRLlnIdmRLUde为了计算简便，工程上常取

UdeI1.2dmRL (4—25) U3V1dc将Vdo=1.35V1和式(4—25)代入(4—24)，可得： Ctr (4—26)

0.74RL为了限制负载扰动时的直流电压的动态变化，三相VSR直流侧电容应选得尽量大。若要求三相VSR满足负载阶跃扰动时的抗干扰指标Vmax，则直流侧电容下限电容值为：

C12VmaxRL (4—27)

若要电容同时满足直流电压跟随性和抗干扰性指标，则上下限的比值

2Vmaxtr>1或者Vmaxtr>0.37 (4—28) 0.74实际上，直流电压的跟随性和稳定性经常不能同时满足，因此不是常常能满足上式条件，因此在电容参数的设计过程中，必须根据实际需要综合考虑直流电压跟随性和抗干扰性指标的要求，并选出最佳的折中方案。 4.2 电压空间矢量控制的三相VSR的仿真研究 4.2.1 三相VSR在dq坐标系下的电流解耦控制

对于三相交流对称系统，如果只考虑交流基波分量，在dq坐标系下，对电流进行解耦，稳态正弦电流变成了独立的dq直流分量，电流跟踪系统就变成了电流恒值调节系统。选取同步旋转的心坐标系的d轴与电网电动势矢量Us轴重合，则d轴表示有功分量的参考轴，而q轴表示无功分量的参考轴，从而有利于有功电流和无功电流的独立控制，而在三相静止ABC坐标系中不易实现独立控制。对于动静态性能要求比较高的三相直接电流控制中，dq坐标系下的电流控制策略由于是关于直流量的控制，控制精度高，系统稳定性好，因此具有一定的优势。

对于三相电压型PWM整流器在dq坐标下的交流侧的状态方程，重写如下：

- 36 -

安徽工程大学毕业设计（论文）

Ls LsdidRsidLsiqusdurddt (4—29) diqRsiqLsidusqurqdt上式表明dq轴电流除了受到三相电压型PWM整流器交流侧控制量urd、urq的影响外，还受交叉耦合电压Lsiq和-Lsid的扰动以及电网电动势usd、usq的扰动，所以d、q轴变量相互耦合，给控制器的设计造成了一定的困难。因此需要寻找一种解除d、q轴电流变量之间耦合的控制方法来简化控制器的设计。

假设三相电压型PWM整流器交流侧电压矢量urd、urq包含3分量，如下式所示：

uuLiurdsqsdrd  (4—30) urqurqLsidusq把式(4—30)代入(4—29)得：

Ls LsdidRsidurddt (4—31) diqRsiqurqdt由式(4—31)可知，只要设法使该式成立，d、q轴电流就能实现完全解耦，可以独立控制。

图(4—3)是实现三相PWM整流器电流内环解耦控制的原理图。由于引入了电流状态反馈，电流内环解耦过程的实质是：在各轴的电流PI调节结果中注入含有其它轴电流信息的分量，注入的分量与控制对象产生的耦合量大小相等、方向相反。同时引入电网电压usd、usq作为前馈补偿，使得系统的动态性能得到进一步提高。

idid*-++-iqPIωLs-Usd+--+UrdSVPWM三相PWMSabc整流器调制Urqiq*PIωLs+Usq

图4—3 三相PWM整流器电流内环解耦控制原理图

由于电流调节器采用了PI调节器，根据式(4—31)并结合图4—3可得到urd、urq的控制方程：

- 37 -

贾佳：三相电压型SVPWM整流器控制策略研究

KiluKiqiqiqLsiqusdrds  (4—32)

KiluKiqiqLsidusqrqiqs式中 Kip、Kil—电流环比例调节增益和积分调节增益；

 id、iq—id、iq电流的给定值。

将式(4—32)代入式(4—30)，整理成矩阵形式，得：

Ls LsdidKil-RK 0ipdtss=diqKil 0 -RKsipsdt*idKilid)* (4—33) i-(Kip+siqq使用该式必须精确地知道三相电压型PWM整流器交流侧电感的值。只要在电感的

额定电流范围之内，电感的值基本没有多大变化，就可以满足上式的要求。 4.2.2 三相VSR整流状态下的仿真研究

如图4—4所示，是在Matlab7.0中三相整流器在dq坐标系下的Simulink整流仿真模型。

仿真参数：交流侧电感为40mH，电阻为0.02，直流侧电容为3000uF，负载电阻为100，电网相电压有效值为220V，频率为50Hz，直流侧电压参考值为650V，开关频率为10kHz

图4—4 三相VSR的直接电流整流仿真模型

- 38 -

安徽工程大学毕业设计（论文）

各个仿真波形图如下：

图4—5 A相电网电压和电流波形输出相位波形

图4—6 常规PI控制时的输出直流电压波形

4.3 本章小结

(1) 论述了主电路中交流侧电感L和直流电容C的设计理论，在满足系统跟随性和稳定性的条件下进行设计计算，给三相VSR的建模和仿真提高重要的依据。

- 39 -

贾佳：三相电压型SVPWM整流器控制策略研究

(2) 研究了dq坐标系下的直接电流控制原理，建立给出了一种电流解藕方程。为了验证方程的正确性，利用Matlab/Simulink建立三相VSR的仿真模型。仿真结果验证了在直接电流控制策略下的三相VSR不仅能够实现单位功率因数的整流，而且可以实现负单位功率能量的反向流动，电压和电流都具有良好的响应性能，电流畸变小，电压稳定性好。

- 40 -

安徽工程大学毕业设计（论文）

结论与展望

PWM整流器作为一种优点突出的变流装置，在国民经济许多领域中得以广泛应用。 三相电压型PWM整流器因其具有输入电流正弦性好，可获得高功率因数，能量可实现双向流动等特性，是目前电力电子领域中被广泛研究的课题之一。本文对三相电压型PWM整流器进行深入理论分析，并研究其直接电流控制策略，进行了系统的仿真，得出了如下结论：

1. SVPWM调制方法的电压利用率高，网侧电流谐波小。利用二进制编码重新编排六个扇区，通过对电压空间矢量进行合理地排序，减小了开关损耗，同时还达到改善网侧电流波形的目的。

2. dq坐标系下的固定开关频率的直接电流控制，通过引入输入电网电压的前馈控制，同时在控制中实现电流的解藕，使得电流跟踪系统变成了电流恒值调节系统，大大改善了系统的动态性能和稳定性能。利用Matlab/Simuhnk对常规PI控制的三相PWM整流器进行了整流状态和逆变状态的仿真分析，验证了dq坐标系下的直接电流控制方案的可行性。仿真的结果表明，采用直接电流控制策略的三相VSR，系统的稳定性好，电流的动态响应快，而且对主电路参数不是很敏感。

3. 在主电路电感和电容参数过大时，系统的输出容易不稳定；而电感和电容参数比较小时，虽然直流侧电压纹波和交流侧电流尖刺比较大，但系统还能保持稳定，并且响应速度加快了。当负载波动范围比较大时，系统输出也会不稳定。因此，采用直接电流控制策略的三相VSR比较适用于负载波动范围不大、小电感和小电容参数的场合。

PWM控制技术的应用于发展为整流器性能的改进提供了变革性的思路和手段，结合了PWM控制技术的新型整流器称为PWM整流器。经过20多年的研究与探索，PWM控制技术已成功应用于整流器的设计中，使整流器获得了前所未有的优良性能。

基于三相整流器的SVPWM控制策略是一种依据变流器空间电压（电流）矢量切换来控制变流器的一种控制策略。现今研究省略三相VSR交流电流、电动势传感器控制策略的较多，与普通的三相无源逆变装置相比，较少的传感器降低了系统成本，增强了运行了运行可靠性。因此发展了无交流电动势传感器的三相VSR控制策略与无交流电流传感器的三相VSR控制策略为主流的控制策略。

- 41 -

贾佳：三相电压型SVPWM整流器控制策略研究

致谢

四年的大学生活转瞬即逝，这段时间的学习、生活均得到了导师张春老师的深切关怀。导师严谨求实的治学态度、深厚的理论功底、高瞻远瞩的思想、诲人不倦的作风使我受益匪浅。导师宽厚善良的品德、忘我的工作热情更使我终身难忘，导师的这些高贵品质，相信一定会终身影响我的生活，特别是在学习和工作方面，朝着良性方向发展。借此机会，谨向导师表示诚挚的敬意与谢意。

在课题的研究与撰写过程中，各位老师、同学给了我很大的帮助，在此向他们表示真诚的谢意，感谢真诚帮助过我的朋友们，感谢我的家人对我十余载求学的默默支持和鼓励!

谨向审阅此文的专家、教授致以诚挚的谢意!

作者：

2011年6月15日

- 42 -

安徽工程大学毕业设计（论文）

参考文献

[1] 陈坚.电力电子变换和控制技术[M].高等教育出版社.2005.

[2] 张崇巍，张兴.PWM整流器及其控制[M].机械工业出版社，2006. [3] 阮毅，陈伯时.电力拖动自动控制系统[M].机械工业出版社，1992.

[4] 王兆安，杨君，刘进军.谐波抑制和无功功率补偿[M].机械工业出版社，1999. [5] 王兆安，刘进军.电力电子技术[M].机械工业出版社，2009.

[6] 王忠礼，段慧达，高玉峰.MATLAB应用技术[M].清华大学出版社，2007.

[7] YI Ling-zhi,WANG Gen-ping,LIU Wei-hong,HE Su-fen,ZHANG Biao.Research of

SVPWM Based on ANN in Photovoltaic Grid—Connected Inverter[J].湘潭大学自然科学学报，2009,31(4)：102—108.

[8] 杨德刚，刘润生，赵良炳.三相高功率因数整流器的电流控制[J].电工技术学报，

2000,15(2)：83-87.

[9] 詹长江，韩郁，赵良炳，韩英铎.基于电压空间矢量PWM脉宽调制方式的新型三

电平高频整理器研究[J].电工技术学报，2000,14(2)：60-64.

[10] 张志刚，黄守道，任光法，陈继华.三相电压型SVPWM整流器控制策略研究[J].长

沙大学学报，2004,18(4)：33-37.

[11] 李阳，戴鹏，于月森，曹兴，蒋正友.三电平逆变器SVPWM过调制控制策略综述[J].

电气传动，2010,40(7)：8-11.

[12] 赵金，徐金榜.新可逆PWM整流器主电路参数设计仿真[J].华中科技大学学报，

2004(2)：38-40.

[13] 张兴，张崇巍.PWM可逆变流器空间电压矢量控制技术的研究[J].中国电机工程学

报，2001,21(10)：102-105.

[14] 邢绍邦，赵克友.电压型SVPWM算法及其仿真[J].微特电机，2007(5)：26-28. [15] 黄江波，王万宝.三相电压型SVPWM整流器的研究与设计[J].山西电子技术，2010，

(4)：75-78.

- 43 -

贾佳：三相电压型SVPWM整流器控制策略研究

附录

附录A

三相VSR的直接电流整流仿真模型

- 44 -

安徽工程大学毕业设计（论文）

附录B 英文文献翻译

基于ANN的光伏并网逆变器SVPWM 研究

易灵芝1，王根平2，刘魏宏1，何素芬1，张彪1 (1. 湘潭大学信息工程学院，湖南湘潭411105； 2. 深圳职业技术学院机电，广东深圳518055)

[摘要] 通过分析空间矢量脉宽调制的工作原理，提出基于人工神经网络的SWPWM调制策略。这种基于ANN的光伏并网逆变器覆盖了SVPWM的欠调制和过调制两种模式，能实现从线性调制到六步模式非线性调制的平滑过渡。由于神经网络具有很强的并行处理能力以及容错能力，ANN SVPWM控制器运行速度快，能有效提高逆变器功率开关的开关频率。采用监督模式通过固定权值分别对欠调制子网络和过调制子网络进行训练。在MATLAB仿真平台上搭建光伏并网逆变器仿真模型，由神经网络工具箱实现ANN控制器，仿真结果表明：在SVPWM过调制区用ANN控制方法简单、高效、控制效果良好。 关键词：光伏并网逆变器；人工神经网络；电压空间矢量调制；欠调制模式；过调制模式

1 介绍

传统的能源电力包括水电、石化燃料，核能。广阔的化石燃料的使用已经导致了全球温室气体排放问题，这也严重破坏地球环境。此外，化石燃料在未来将枯竭，他们的费用已明显增加。研究的光伏发电系统是正在推动积极为了减少环境问题，如温室效应和空气污染。

光电控制目的的系统是确保风力发电并网逆变电路的输出电流的正弦波的品质、抓好相同的频率和相位电网。通过分析几种常见的控制算法，电压逆变器的工作外环和电流内部控制的双重回路采用最后，电压功能内循环是控制三相变频器直流侧电压，使直流电压遵循电流环的主要任务是根据参考电压输出电压回路电流控制指令。

风力发电并网光电变频系统，关键部位，其效率和可靠性的性能会影响到整个系统。因为它具有极高的电压利用率、易于实现。空间矢量脉宽调制(空间)获得了广泛的应用。实现需要快空间和庞大的业务，典型的非线性连接。神经网络具有的独特优势在实现函数拟合方面，结构合理神经网络非线性函数能够到达由自由精密,因此空间的另一种方法可以提供有明显的效果。

2 基于人工神经网络的空间

三相半桥逆变器常用于风力发电并网光电转换系统。其拓扑结构如图1。空间电压矢量可以被定义为：

5jj2Uuabe2ucae6 (1)

3- 45 -

贾佳：三相电压型SVPWM整流器控制策略研究

图1 三相半桥逆变器的拓扑结构

我们有8种逆变器的开关状态，相应的8个输出电压空间矢量，如表1

表1 逆变器的开关状态

状态 0 1 2 3 4 5 6 7 开关装置 S2S4S6 S1S4S6 S1S3S6 S2S3S6 S2S3S5 S2S4S5 S1S4S5 S1S3S5 uab 0 Ud 0 -Ud -Ud 0 Ud 0 ucb 0 0 Ud Ud 0 -Ud -Ud 0 uca 0 -Ud -Ud 0 Ud Ud 0 0 电压空间矢量 U0（000） U1（100） U2（110） U3（010） U4（011） U5（001） U6（101） U7（111） 因为它具有极高的电压利用率、易于实现，SVPWM已经被广泛应用。在线性调制条件下，PWM逆变器的输出电压最高峰值从理论上讲等同于直流电压Udc，但它不能充分利用直流电压。为了更可能的高的获得所需的输出电压值，过调制模式必须提高风力发电并网逆变器进行光电直流环节的电压利用率。在SVPWM逆变器中，将欠调制转化成六步模式。过调制算法不同，效果是不同的，例如算法中复杂程，输出获得基本的波电压，以及内容谐波电压。

ANN的独特优势是，实现拟合函数，通过建立合理的神经网络，提高非线性函数的自由精度，对提高SVPWM有明显的效果。近年来，神经网络的应用已经发展到电力电子领域。几个研究SVPWM的人工神经网络已经实现。尽管人工神经网络SVPWM控制具有快速计算的优势，但是在实现过调制范围的调制技术时有难度，也有非线性的存在。

为了避免这个点，本文提出了一种改进的神经网络SVPWM。控制向量的原理采用SVPWM逆变器的极限轨迹之间过调制范围的方法，运用在该方法，一个单一的算法被用来控制过调制模式向六步法模式过渡。该算法适于一个非常简单的具体实现，并能获得几乎线性特征，并可避免的仰视的图表。

3 在欠调制范围和空间过调制范围

脉冲宽度调制性能的特征是，它主要由调制指数，开关频率，并给出谐波失真。调制指数的基波电压被定义为：

- 46 -

安徽工程大学毕业设计（论文）

2mU/UDC (1)

3直流环节电压的变频器表示的电压UDC，

2UDC的顶点电压的大小的六边形，如图32，U是参照电压U*的振幅，rU/UDC。

图2 极限轨迹控制

有三个向量U，Ua，Ub，在在普通的六边形中U向量可以表示为一个线性组合，向量U可以表示为两个向量Ua和Ub的线性组合如下：

U1kUakUb (2)

1u12112221uued ab01ed202ueb0d1u1au1b (3)

Ua和Ub的各自的基波值为u1a和u1b。

假定参考矢量U*相位是，U*极性的表达式为：

2 UUejmUDCej (4)

3且

2UmUDC (5)

3联立公式(5)到公式(2)，并且简化表达,我们将得：

kmma (6)

mbmama和mb是Ua和Ub的调制指数，根据调制指数的范围，SVPWM控制器分为如下两个范围。当m<0.866，空间矢量调制产生正弦输出电压。在m=0.866，输出电压的轨迹为六边形。当m>0.866，输出的电压波形被扭曲，逆变器的工作电压小于参考电压。 A 欠调制

在欠调制调制范围(0- 47 -

贾佳：三相电压型SVPWM整流器控制策略研究

则：

k01m03 (7) m10空间电压矢量有6个有效矢量U1⋯U6两个零矢量U0和U7（见图3）。矢量是参考电压源时间平均的两个有效向量毗邻形式组成的，则有：

UUaUbU1Ta/TsU2Tb/TsU0.7T0/Ts (8)

当Ta，Tb为Ua和Ub的开关时间，且TS是SVPWM的采样周期。

TaUaUTs，TbbTs，T0TsTaTb (9) UU例如，当参考向量U*位于区间Ⅰ，T2的一个采样间隔可以计算为：

T1k01sin/3rTs3TsTaTb (10)

T2k01sinrTs3TsUsinr (11)

T0TsT1T2 (12)

图3 欠调制的SVPWM矢量图 图4 过调制下的SVPWM矢量图

B 过调制

在过调制范围(0.866mm1323/1，k0,1 (13) k12rm2m1332公式(13)到(16)显示的时间间隔T1，T2为Un*矢量空间Ⅰ(见图4)。其实，表达式类似

于公式(9)、(12)。因此电压空间矢量调制的过调制算法嵌入欠调制算法极为方便，算法只有一个小修改。

2T13TsrksinrkTs，r0，

336 - 48 -

安徽工程大学毕业设计（论文）

2或T13Tsrksinr，r，

336322T23Tsrksinr，r0，或T23TsrksinrkTs，r，

33663(14)

3232/1，k0,1 (15) ，krmU/UDC，rUDC3323C 开关时间的计算

开关向量响应时间根据可以获得公式(10)~(15)，开关时间TAON和TBON，TCON可通过开关可计算出向量Ⅰ，它们可以被表示为：

UTAONT0/4，TBONT0/4T1/2，TCONT0/4T1/2T2/2 (16)

起始时间在其他区域的的变频器,可以获得同样的方式来处理。

4 基于人工神经网络—电压空间矢量调制的设计

空间电压矢量调制的算法将用来生成人工神经网络基于电压空间矢量调制的数据，并且可以使用直接法和间接法两种方法。 在矢量变频控制器中，U和可由系统根据参考电压获得两个静态下计算坐标。扇区数表示参考电压矢量的定位的数量，是参考电压矢量的夹角和第一基本开关矢量在同一扇区。 4.1向量定位模块

向量定位模块见图5，它可以决定哪些扇区参考电压矢量的定位，并能确定在这一扇区的相对角度r。

图5 向量定位模块 图6 开关时间计算模块

ANN1是一种化合物神经网络，其中包含三感知网络模型和二感知网络模式。在三感知网络模型，它的衡量为w1，w2，但产出的功能需要积极作用的调整，约束函数替换为线性函数，二感知神经网络是由三感知网络输出神经元组成的，整个网络的输入神经

- 49 -

贾佳：三相电压型SVPWM整流器控制策略研究

元和神经元对整个网络的输出。二感知神经网络的衡量为w3。ANN1不需要造，重量和偏压是固定的，w1，w2为1，w3为1，/3，三感知网络模型隐藏水平偏差值为b：

0；/3；2/3；；4/3；5/3，扇区的输出神经元误差为0，r的输出神经元位

差为/3，网络的实际输出的扇区数为1~6，6扇区彼此分开。r的范围是1，/3。 4.2 开关时间的计算模块

开关时间的计算模块见图6。实现步骤如下：首先计算两个相邻的开关矢量Ti，Ti+1和空电压T0根据参考电压。然后计算TAON，TBON，TCON的开关时间并通过Ui，Ui+1，U0，U7整合sa，sb，sc。

ANN2是五层的网络，第一层得功能是log-S功能，其余的是线性的功能。第一个隐藏衡量为w1，第二个隐藏水平衡量为w2，神经偏差可以通过离线获得。给出|U*|在的范围，在步骤1中获得0~400V的范围，在步骤2中获取样本数据。给出a为0~60°

样本数据。因此样本数可以由公式(10)~(15)得到。相对的参考，的范围为0~360°，实时数据的数量大大降低。

衡量w3是固定的，而第三个神经元的偏差是固定的：

w31/2,0；0.1/2；1/4，b30；0；Ts/4

衡量w4是ANN3的输出。ANN3结构为1-3-9 BP神经网络。ANN3的输入为ANN1

的输入结果，即扇区数的向量定位模块。ANN3输出的0.9的固定限制为9位二进制数，该网络采用离线运行，运行样本由6对分离的数据组成，对应6个独立扇区分别实际的价值不能超过这些6个不同扇区的范围。

5 仿真

基于MATLAB7.0，对三相光伏并网逆变器仿真模型的建立，如图7。子系统模块构成神经网络，实现空间矢量。

实现步骤如下：首先，编辑神经网络的S函数，并将它们保存在MATLAB环境下工作空间。

命名定位模块的函数扇区。

命名函数“欠调制”，当0命名函数“过调制”，当0.886然后进入Simulink环境，运行网络。通过离线运行，然后获取的衡量和误差参数。

表2 C值的调制模式 调制模式 欠调制 过调制 C0 1 0 C1 0 1 在图6中，子系统是一个模块，可以计算调制指数和进行调制类型的选择，它的两

- 50 -

安徽工程大学毕业设计（论文）

个输出分别为c0，c1其调制模式见表2。其开关频率为6.0KHz。电网相电压是220V/50KHz，UDC=150V，仿真步骤为1e-7s，解决方案的仿真算法为ode1。根据欠调制范围和过调制范围，光伏并网逆变器的性能进行了彻底评估。

图7 基于人工神经网络的SVPWM仿真

图8 输出线电压波形和光伏并网逆变器的频谱分析的不同的调制方式

线电压输出波形为正弦波，根据调制范围过调制矩形波范围内最大的梯形波，分析调制指数从输出线电压波形和频谱，在欠调制模式下输出基波电压的幅值为327.4V，过调制模块下为355.8V，在6步模式下为380.2V。因此，我们可以发现，在过调制范围，对直流电压利用率已明显增加，利用率可达到最大值1。

在过调制范围，谐波分量的值是非常小的，然后在过调制范围，第5，第7，第11，第13等等，奇谐波已随着调制指数增加。

6 总结

本文提出一个新的完整的人工神经网络的空间矢量脉宽调制电压源光伏并网逆变器控制中的应用，它可以很好地在欠调制范围和过调制的范围下操作。仿真结果证明，过调制算法可以有效的提高直流母线电压的利用率，且三重谐波很小。虽然高次谐波已经增加过调制。加入过滤器过滤，可实现理想的正弦波。由于运行时间和运行数据足够小，神经网络控制器的实现非常快，可以提高光伏并网逆变器的功率开关切换频率。

参考文献

[1] WANG G P,YI L Z,ZOU X,et al.The design of constant frequency hysteresis current controller with voltage space vector in PV grid-connected inverter [C] //IEEE Proceedings of ICEF,Chongqing,China,2008:369-3741

[2] TONG Y B,LIU J D.Study of continuous control of space voltage vector PWM during over-modulation period [J] . Elect ric Drive for Locomotives,2004 (3):21-231

[3] ZHANG L W,LIU J.A novel algorithm of SVPWM inverter in the over-modulation region

- 51 -

贾佳：三相电压型SVPWM整流器控制策略研究

based on fundamental voltage amplitude linear output control [J].IEEE,Proceedings of the CSEE,2005,25 (19):12-181

[4] ZHANG Y,LIN F.Comparison of two space vector pulse width over modulation methods [J].Journal of Beijing Jiao Tong University,2005,9 (2):39-431

[5] HE S f,YI L Z.Research of SVPWM inverter based on the neural network [C]//The 11th International Conference on Elect rical Machines and Systems.IEEE Proceedings of ICEMS,Wuhan,China,2008:556-5601

[6] PINTO J O P,BOSE B K,DA SIL VALEB,et al.A neura1,network,based space vector

PWM controller for voltage-fed inverter induction motor drive [J].IEEE Trans On Ind App,2000,36 (6):1628-16361

[7] DING W,ZHU J L,LI Z Y. Simulation model of mat rix converter with space vector

modulated control strategy [J] . Natural science journal of Xiangtan university,2002,24 (3):100 – 1031

[8] PAN T L,J I Z C,XIE L B,et al. Design of novel ANN based SVPWM cont roller [J] . Journal of System Simulation , 2006,18 (2):420-4231

[9] SHIMIZUT,HASHUMOTOO,KIMURA G.A novel high-performance utility-interactive photovoltaic inverter system [J].IEEE Trans on Power Elect ronics,2003,18 (2):704-7111

- 52 -

安徽工程大学毕业设计（论文）

附录C

[1] 陈伯时.电力拖动自动控制系统[M].北京：机械工业出版社，2004.

摘要：本书主要介绍了可控电源-电动机系统的特殊问题和机械特性，调速系统的性能指标，交、直流调速系统及伺服系统的工作原理和结构，反馈控制的基本特点，反馈控制系统的静态和动态性能指标及分析方法，调节其结构及参数的设计方法，反馈控制系统的实现，计算机仿真在控制系统中的应用等。

[2] 张崇巍，张兴.PWM整流器及其控制[M].机械工业出版社，2006.

摘要：本书以电压型PWM整流器为主，兼顾电流型PWM，对PWM整流器的基本原理、数学建模、特性分析、控制策略和系统设计等进行了系统阐述，同时结合现代控制理论对PWM整流器在若干领域中的具体应用进行了介绍。 [3] 王兆安，刘进军.电力电子技术[M].机械工业出版社，2009.

摘要：本书主要内容包括：各种电力电子器件；整流电路、直流斩波电路、交流电力控制和交交变频电路、逆变电路以及组合变流电路；PWM控制技术、软开关技术等。本书对电力电子技术的内容进行了精选，并体现了最新发展。全书结构合理、层次分明，适于教学。

[4] 王兆安，杨君，刘进军.谐波抑制和无功功率补偿[M].机械工业出版社，1999. 摘要：本书主要介绍有源电力滤波器、混合型电力滤波器、静止无功补偿装置、高功率因数整流器等谐波抑制和无功补偿新技术。对有关谐波和无功功率的基础理论、电力电子装置的功率因数和谐波分析以及传统无功补偿和滤波方法也做了必要的介绍。本书叙述力求简洁，强调物理概念，注重理论联系实际。

[5] 陈坚.电力电子变换和控制技术[M].高等教育出版社.2005.

摘要：本书主要介绍了可控电源-电动机系统的特殊问题和机械特性，调速系统的性能指标，交、直流调速系统及伺服系统的工作原理和结构，反馈控制的基本特点，反馈控制系统的静态和动态性能指标及分析方法，调节其结构及参数的设计方法，反馈控制系统的实现，计算机仿真在控制系统中的应用等。

[6] 王忠礼，段慧达，高玉峰.MATLAB应用技术[M].清华大学出版社，2007.

摘要：本书以当前流行的仿真软件——MATLAB和Simulink为基础，主要针对自动化和电气工程等相关专业的应用，介绍自动控制理论与自动控制系统、电力电子技术、工业企业供电与电力等MATLAB仿真技术以及MATLAB在模糊智能控制技术中的应用。本书通过实例由浅入深、循序渐进地介绍MATLAB的使用经验与技术，使读者轻松掌握MATLAB电类仿真技术。

- 53 -

贾佳：三相电压型SVPWM整流器控制策略研究

[7] 张志刚，黄守道，任光法，陈继华.三相电压型SVPWM整流器控制策略研究[J].长沙大学学报，2004,18(4)：33-37. 摘要：本文提出了一种便于数字实现的三相电压型PWM整流器控制方案，该方案基于矢量控制的思想，采用输入电压空间矢量定向，结合直接电流控制的方法进行电流跟踪控制，提高了整流器的整体性能，仿真结果证明了该方案的有效性。

[8] 黄江波，王万宝.三相电压型SVPWM整流器的研究与设计[J].山西电子技术，2010，(4)：75-78. 摘要：本文分析了三相整流器工作原理及数学模型的转换，研究了基于稳态条件下满足功率指标和瞬态电流跟踪指标的电感设计，提出了一种根据有功电流最大上升速率和直流电压最大下降速率对电容参数进行设计的方法，为后续研究整流器的高速实时仿真平台奠定理论基础。

[9] 邢绍邦，赵克友.电压型SVPWM算法及其仿真[J].微特电机，2007(5)：26-28. 摘要：本文在传统SVPWM算法的基础上，针对相邻电压矢量的作用时间，提出了一种较传统算法计算量明显减少且易于程序实现的SVPWM新算法，并构建Matlab/Simulink仿真模型，仿真实验验证了算法的正确性与可行性。

[10] 赵金，徐金榜.新可逆PWM整流器主电路参数设计仿真[J].华中科技大学学报，

2004(2)：38-40. 摘要：本文利用美国Analogy公司的SaberDesinger软件构造了三相可逆PWM整流器的试验平台，分析了同步模式下整流器的工作方法。通过仿真得到了三相可逆PWM整流器主电路电感值、开关频率等参数对输入电流总谐波失真(THD)、电源功率因数以及系统输出直流电压的影响，为实际设计中确定主电路的参数提供了可靠依据，对工程中的三相可逆PWM整流器设计有实际意义。

- 54 -