Unit 5 多址技术
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第一部分：多址技术：频分多址、时分多址、码分多址
多址方案用于使许多用户同时使用同一个固定带宽的无线电频谱。在任何无线电系统中分配的带宽总是有限的。移动电话系统的典型总带宽是50MHz，它被分成两半用以提供系统的前向和反向连接。任何无线网络为了提高用户容量都需要共享频谱。频分多址（FDMA）、时分多址（TDMA）、码分多址（CDMA）是无线系统中由众多用户共享可用带宽的三种主要方法。这些方法又有许多扩展和混合技术，例如正交频分复用（OFDM），以及混合时分和频分多址系统。不过要了解任何扩展技术首先要求对三种主要方法的理解。
频分多址
在FDMA中，可用带宽被分为许多个较窄的频带。每一用户被分配一个独特的频带用于发送和接收。在一次通话中其他用户不能使用同一频带。每个用户分配到一个由基站到移动电话的前向信道以及一个返回基站的反向信道，每个信道都是一个单向连接。在每个信道中传输信号是连续的，以便进行模拟通信。FDMA信道的带宽一般较小（30kHz），每个信道只支持一个用户。FDMA作为大多数多信道系统的一部分用于初步分割分配到的宽频带。将可用带宽分配给几个信道的情况见图5.1和图5.2。
时分多址
TDMA将可用频谱分成多个时隙，通过分配给每一个用户一个时隙以便在其中发送或接收。图5.3显示如何以一种循环复用的方式把时隙分配给用户，每个用户每帧分得一个时隙。
TDMA以缓冲和爆发方式发送数据。因此每个信道的发射是不连续的。待发送的输入数据在前一帧期间被缓存，在分配给该信道的时隙中以较高速率爆发式发送出去。TDMA不能直接传送模拟信号因为它需要使
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用缓冲，因而只能用于传输数字形式的数据。由于通常发送速率很高，TDMA会受到多径效应的影响。这导致多径信号引起码间干扰。
TDMA一般与FDMA结合使用，将可用的全部带宽划分为若干信道。这是为了减少每个信道上的用户数以便使用较低的数据速率。这有助于降低延迟扩展对传输的影响。图5.4显示TDMA结合FDMA的使用。将基于FDMA的各信道进一步用TDMA划分，从而多个用户可以在同一信道上发送信号。这一类传输技术用于大多数第二代移动通信系统。对于GSM系统，分配的全部25MHz带宽被用FDMA分成125个信道，每一个带宽为200kHz。这些信道又用TDMA进一步分割，每一个200kHz的信道可容纳8～16个用户。
码分多址
CDMA是一种扩频技术，既不使用频率信道也不使用时隙。在CDMA中，窄带的消息（典型的是数字话音）被乘以一个宽带的伪随机噪声（PN码）信号。一个CDMA系统中的所有用户使用同一频带而且同时发送。发射的信号通过将接收信号与发送者用的PN码做相关而恢复出来。图5.5显示CDMA系统中频谱的通常使用方式。
CDMA技术最初是在第二次世界大战中由军方开发的。当时研究人员受到激励以寻求安全和能够在干扰中正常工作的通信方式。使CDMA有用的一些特性包括：
— 信号隐藏，而且不干扰现有系统
— 抗敌方干扰和噪声干扰
— 信息安全
— 精确测距
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— 多用户接入
— 对多径的适应性
多年以来，扩频技术一直被认为是只适合于军用。但是随着大规模集成电路（LSI）和超大规模集成电路（VLSI）设计的快速发展，商用系统也开始使用了。
CDMA处理增益
要理解扩频技术最重要的概念之一就是处理增益。系统处理增益是指扩频系统通过扩频和反扩频的性质所表现出来的增益或信噪比的提高。系统处理增益等于使用的扩频带宽与数据原来的比特率之比。因此处理增益可写为：
BWRFBWinfo
Gp其中BWRF是数据扩展以后的发射带宽，BWinfo是所发送信息数据的带宽。
图5.6给出CDMA传输过程。待发送的数据（a）在发送前（被）用一个PN码调制实现扩频。这使频谱扩展，如（b）所示。在本例中处理增益为125因为扩频带宽是数据带宽的125倍。（c）是接收信号。它包括要求的信号，附加的背景噪声，以及其它CDMA用户或无线电信号源的干扰。接收信号通过将信号与原来用于扩频的码进行相乘而恢复出来。这一过程使需要的接收信号反扩频恢复成原来的发射数据。然而，所有与所用PN码不相关的其它信号变得更加扩展。然后（d）中的所需信号被滤波出来，而去掉扩频干扰和噪声信号。
CDMA信号发生
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CDMA通过用伪随机序列（PN码）调制数据信号来实现，PN码的码片频率高于数据的比特率。PN序列是一系列随机交替的1和0（称为码片）。数据通过与PN码序列做模-2加法被调制。也可以通过信号相乘得到，只要数据和PN序列都用1和1表示而不是1和0。图5.7是一个基本的CDMA发射器。
用于数据扩频的PN码可由两种主要类型。短的PN码（典型长度10～128码片）可用于调制每一个数据比特。短的PN码对每一比特数据重复使用，可实现接收机的快速和简单的同步。图5.8显示一个使用10个码片的短码CDMA信号的产生。另外也可以使用长码。长码的程度通常有几千乃至几百万码片，因此不经常重复。因此他们更难以解码，所以有益于增加安全性。
CDMA前向连接编码
CDMA系统中从基站到移动电话的前向连接可以使用称为Walsh码的特殊正交码来将同一信道的多用户分开。这些码基于Walsh矩阵，它是由二进制元素构成的方阵，其阶数是2的幂，由一个基Walsh(1)=W1=0和下式生成：
WnWnW2nWnWn
其中Wn是n阶Walsh矩阵。例如
00W201
00W400000101011110
Walsh码是正交的，就是说任何两行间的点积都是0。这是因为任何两行之间都有一半的比特相同，另
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一半不同。
Walsh矩阵的每一行都可用作CDMA系统中一个用户的PN码。这一处理过程使每一用户的信号与所有其它用户的信号正交，因而相互之间没有干扰。不过为了使Walsh码能起作用，所有用户的码片都必须同步。如果一个用户使用的Walsh码在时间上相对于其它所有Walsh码偏移了超过约十分之一的码片周期，就失去了正交性，导致用户间干扰。对于前向连接所有用户的信号源自基站，因此它们很容易同步。
CDMA反向连接编码
反向连接不同于前向连接，因为从各用户发出的信号并不像前向连接那样由同一个源产生。由于传播延迟和同步误差，不同用户发射的信号在不同时刻到达。由于用户之间不可避免的定时偏差，Walsh码几乎没用，因为它们之间不再正交。由于这一原因，用不相关而又不正交的伪随机序列作为各用户的PN码。
由于调制方法的不同，前向和反向连接的容量是不同的。反向连接是非正交的，导致用户间的严重干扰。由于这一原因，反向信道限制了系统的容量。
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第二部分: 正交频分复用
正交频分复用（OFDM）——从本质上来说和编码的OFDM（COFDM）是一样的——是一种数字多载波调制方案，它使用大量的相隔很接近的正交子载波。每个子载波都用传统的调制方案以一个低的符号率进行调制（如正交幅度调制），保持在同一带宽内其数据率和传统单载波调制方案相同。 在实际应用中，OFDM信号通过快速傅里叶变换算法产生。
OFDM已经成为具有广泛应用的宽带数字通信系统中的受欢迎的方案。OFDM与单载波方案相比的主要优点是不需要复杂的均衡滤波器就能应对严重的信道问题，如：在长铜线中的高频衰减，窄带干扰以及由
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于多路径而引起的频率选择性衰落。信道均衡被简化了，因为OFDM可以看成是使用许多慢调制的窄带信号而不是一个快速调制的宽带信号。慢的符号率使得符号间可引入保护间隔，使之能处理时间扩展和消除符号（码）间干扰（ISI）。
OFDM一个主要的缺点是高峰值平均功率比，这就需要更昂贵的发射机电路，而且还有可能降低功率效率。此外，它还对多普勒频移以及频率同步问题很敏感。
正交性
在OFDM中，选择彼此正交的子载波频率，这就意味着子信道之间的串扰被消除了，而且不需要载波之间的保护频带。这就大大简化了发射机和接收机的设计。与传统的FDM不同的是，对于每个子信道不需要单独的滤波器。
正交性也使频谱利用率提高到接近于Nyquist频率。几乎整个可用频带都能被利用。OFDM信号一般具有“白的”频谱，使之在与其他用户使用同一信道的情况下具有良好的抗电磁干扰性质。
正交性允许用FFT算法实现高效的调制和解调。尽管OFDM的原理以及所带来的好处在20世纪60年代已被知晓，但是直到能高效计算FFT的低成本数字信号处理器件的出现，OFDM才在当今宽带通信中广泛使用。
OFDM需要发射机与接收机之间有非常精确的频率同步，如果出现频率偏移，子载波将会不再是正交的，这会导致载波间干扰（ICI），也就是子载波之间的串扰。频率偏移典型地是由发射机与接收机振荡器之间的不匹配造成的，或者是由于移动产生的多普勒频移。只有多普勒频移时可以用接收机来补偿，而当多普勒频移和多径结合在一起时，情况就变得更糟，因为反射会出现在不同的频率偏移上，这种偏移很难校正。当速度增加时，这种影响会变的更坏，这是OFDM在高速车辆中的使用受到限制的重要原因。一些抑制ICI的技术已被提出，但是它们可能增加接收机的复杂性。
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消除码间干扰的保护间隔
OFDM的一个关键的原理是因为低符号速率调制方案（也就是与信道时间特性相比，符号的持续时间相对较长）很少受到由多径引起的符号间干扰的影响，并行地传输许多低速率数据流要比传输一个高速率数据流有利。因为每个符号的持续时间都很长，所以在OFDM符号之间插入保护间隔是可行的，这样就可以消除符号间干扰。
保护间隔也不再需要脉冲整形滤波器，这也能减低对于时间同步问题的敏感程度。
一个简单的例子：如果用传统的单载波调制在一个无线信道上每秒传输100万个符号，那么每个符号的持续时间将会是1微秒或者更短。这就对同步要求很高并需要去除多径干扰。如果将每秒100万个符号分散到1000个子信道上传输，为满足正交性并保持同样的带宽，每个符号的持续时间可以增大1000倍，即1毫秒。假设一个长度为符号长度1/8的保护间隔被插入到每个符号中，如果多径的时间扩展（接收第一个和最后一个回应的间隔时间）比保护间隔更小，即125毫秒，那么此时就可以避免符号间干扰的产生。这就等价于传播路径之间最大存在37.5千米的差异。每个符号最后的125毫秒被复制，然后作为循环前缀在每个符号之前发送。
在保护间隔里传输的循环前缀是由复制到保护间隔中的OFDM符号的尾部组成，保护间隔是在OFDM符号之前传输的。保护间隔由OFDM符号尾部的复制构成的原因是为了用FFT实现OFDM解调时接收机能在每个多路径的整数个正弦周期上积分。
尽管保护间隔仅包含冗余数据，这意味着它减低了容量，但是一些基于OFDM的系统，如：一些广播系统，故意地使用长时间的保护间隔，目的是使得单频率网络（SFN）的发射机之间能有较大的间距，而且越长的保护间隔允许越大的SFN蜂窝尺寸。根据经验方法SFN发射机之间最大的间距等于一个信号在保护间隔内传输的距离——例如：一个200微秒的保护间隔能够允许发射机之间间距为60千米。
简化均衡
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如果子信道带宽足够窄，即子信道数量足够多，OFDM子信道中频率选择性信道状况的影响，比如由于多径传播所引起的衰落，可以看成是一个常数。这就使得OFDM接收机的均衡相比传统单载波调制要简单很多。均衡器只需要将子载波乘以一个常数或者是一个几乎不变的值。
在我们的例子中：对于每个OFDM符号，OFDM均衡器需要N = 1000次复数乘法，即接收机每秒需要进行100万次乘法。FFT算法需要对每个OFDM符号进行Nlog2N = 10000次复数乘法，即无论是在发送端还是接收端，每秒都需要进行1000万次乘法。相比之下，在单一载波调制下，每秒发送100万个符号，使用FIR滤波器125微秒的时间扩展均衡将会需要对每个符号做125次乘法，即每秒1.25亿次乘法。
部分OFDM符号中的某些子载波可能会携带导频信号，用于测量信道状况即每个子载波的均衡系数。导频信号也可以用于同步。
如果对每个子载波应用不同的调制，如：DPSK或者DQPSK，那么就可以完全不用均衡，因为这些方案对于缓慢变化的幅度和相位失真都不敏感。
信道编码和交织
OFDM总是和信道编码（前向纠错编码）联合使用，并几乎都会使用频率和/或时间交织。
频率（子载波）交织可以增强频率选择性信道状况如衰落的抵抗能力。例如，当一部分信道带宽衰落时，频率交织将确保由带宽衰落部分的那些子载波产生的比特误差会分散在整个比特流上而不是集中起来。同样地，时间交织将确保在原来比特流里集中在一起的比特在发射时分开，这就使得当比特流以一个很高的速率传输时可能产生的强烈衰落有所缓解。
然而，时间交织对于缓慢衰落信道却没有好处，如：平稳接收信道。而频率交织对于平衰落（整个信道带宽同时衰弱）的窄带信号也没有好处。
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交织在OFDM中的用处是分散比特流在纠错解码器中的错误，因为当这种解码器接受到集中的错误时将无法纠正所有的比特错误，于是就会出现突发性的未纠正的错误。基于OFDM系统常用的一种纠错编码是卷积编码，通常与RS编码一起使用。卷积编码作为内部编码，Reed-Solomon作为外部编码——通常在两层编码之间还会使用另外的交织（除了上面提到的时间和频率交织）。这两种纠错编码结合使用的原因是，当错误集中度高时，卷积解码使用的Viterbi解码器会产生突发的持续时间很短的错误，而这种错误很适合用Reed-Solomon编码来纠正。
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