SEPIC型高频功率变换器及其磁性元件的设计

第５１卷第１２期　２０１７年１２月　电力电子技术　Ｐｏｗｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　Ｖｏ１．５１，Ｎｏ．１２　ＤｅｃｅｌＴｌ￣ｅｒ　２０ｌ７　ＳＥＰＩＣ型高频功率变换器及其磁性元件的设计　胡西红，管乐诗，王懿杰，徐殿国　（哈尔滨工业大学，黑龙江哈尔滨１５０００１）　摘要：采用理论推导与频域分析等方式．对ＳＥＰＩＣ型高频功率变换器的参数进行了优化设计，并使主电路开关　管在宽负载范围内具有零电压开关（ＺＶＳ）特性。在传统硬驱动电路的基础上加入谐振电感，实现了对开关管的　正弦驱动，提升了系统的工作效率。提出了优化的印制电路板（ＰＣＢ）线圈电感设计方法，提高了ＰＣＢ线圈电感　的品质因数和变换器的效率。设计并搭建了一台８　ｖ输入、５　Ｖ／５　Ｗ输出的２０　ＭＨｚ　ＳＥＰＩＣ型ＤＣ／ＤＣ功率变换　器的实验样机，在额定条件下，系统的工作效率为７６．３％。　关键词：变换器；高频：零电压开关　中图分类号：ＴＭ４６　文献标识码：Ａ　文章编号：１０００—１００Ｘ（２０１７）１２—０００５—０４　Ｄｅｓｉｇｎ　ｏｆ　Ｈｉｇｈ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ＳＥＰＩＣ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　ａｎｄ　Ｉｔｓ　Ｍａｇｎｅｔｉｃ　Ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ　ＨＵ　Ｘｉ—ｈｏｎｇ，ＧＵＡＮ　Ｙｕｅ—ｓｈｉ，ＷＡＮＧ　Ｙｉ￣ｉｅ，ＸＵ　Ｄｉａｎ－ｇｕｏ　（Ｈａｒｂｉｎ　Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ　ｏｆ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｈａｒｂｉｎ　１５０００１，Ｃｈｉｎａ）　Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｔｈｅ　ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｐｒｏｐｏｓｅｄ　ＳＥＰＩＣ　ｈｉｇｈ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｐｏｗｅｒ　ｃｏｎｖｅ￣ｅｒ　ａｒｅ　ｄｅｓｉｇｎｅｄ　ａｎｄ　ｏｐｔｉｍｉｚｅｄ　ｂｙ　ｔｈｅｏ—　ｒｅｔｉｃａｌ　ｄｅｒｉｖａｔｉｏｎ　ａｎｄ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｄｏｍａｉｎ　ａｎａｌｙｓｉｓ，ｍｅａｎｗｈｉｌｅ　ｔｈｅ　ｓｗｉｔｃｈ　ａｃｈｉｅｖｅｓ　ｚｅｒｏ　ｖｏｌｔａｇｅ　ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ（ＺＶＳ）ｉｎ　ｔｈｅ　ｗｉ—　ｄｅ　ｌｏａｄ　ｒａｎｇｅ．Ａ　ｒｅｓｏｎａｎｔ　ｉｎｄｕｃｔｏｒ　ｉｓ　ａｄｄｅｄ　ｔｏ　ｔｈｅ　ｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌ　ｈａｒｄ　ｄｒｉｖｅ　ｃｉｒｃｕｉｔ　ｔｏ　ｒｅａｌｉｚｅ　ｔｈｅ　ｒｅｓｏｎａｎｔ　ｓｉｎｕｓｏｉｄａｌ　ｄｒｉｖｅ　ｏｔ　ｉｍｐｒｏｖｅ　ｅｆｉｃｉｆｅｎｃｙ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｓｙｓｔｅｍ．Ａｎ　ｏｐｔｉｍｉｚｅｄ　ｄｅｓｉｇｎ　ｍｅｔｈｏｄ　ｏｆ　ｐｒｉｎｔｅｄ　ｃｉｒｃｕｉｔ　ｂｏａｒｄ（ＰＣＢ）ｉｎｄｕｃｔｏｒ　ｉｓ　ｐｒｏｐｏｓｅｄ　ｗｈｉｃｈ　ｉｍｐｒｏｖｅｓ　ｑｕａｌｉｔｙ　ｆａｃｔｏｒ　ｏｆ　ＰＣＢ　ｉｎｄｕｃｔｏｒ　ａｎｄ　ｔｈｅ　ｅｆｉｃｉｆｅｎｃｙ　ｏｆ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ．Ａ　ｐｒｏｔｏｔｙｐｅ　ｏｆ　２０　ＭＨｚ　ＳＥＰＩＣ　ＤＣ／ＤＣ　ｐｏｗｅｒ　ｃｏｎｖｅ￣ｅｒ　ｗｉｔｈ　８　Ｖ　ｉｎｐｕｔ　ａｎｄ　５　Ｖ／５　Ｗ　ｏｕｔｐｕｔ　ｉｓ　ｄｅｓｉｇｎｅｄ．Ｕｎｄｅｒ　ｒａｔｅｄ　ｃｏｎｄｉｔｉｏｎ．ｔｈｅ　ｓｙｓｔｅｍ　ｅｆｉｃｉｆｅｎｃｙ　ｉｓ　７６．３％．　Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ；ｈｉｇｈ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ；ｚｅｒｏ　ｖｏｌｔａｇｅ　ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　Ｆｏｕｎｄａｔｉｏｎ　Ｐｒｏｊｅｃｔ：Ｓｕｐｐｏｒｔｅｄ　ｂｙ　Ｎａｔｉｏｎａｌ　Ｎａｔｕｒａｌ　Ｓｃｉｅｎｃｅ　Ｆｏｕｎｄａｔｉｏｎ　ｏｆ　Ｃｈｉｎａ（Ｎｏ．５１７７７０３８）　１　引　言　为了满足将ＤＣ／ＤＣ功率变换器集成到芯片　中的发展要求，系统的开关频率必须急剧增加。通　过将功率变换器的开关频率提高到几十兆赫兹．　系统每个运行周期内存储的总能量大大降低．所　２　高频变换器主电路的设计　ＳＥＰＩＣ型高频功率变换器如图１所示．由逆　变电路、匹配网络和整流电路３部分组成，其设计　步骤一般为先设计整流电路。使其在工作频率下　呈阻性，然后以等效阻抗代替整流环节来简化匹　配网络的设计，最后设计逆变环节。　需无源元件的感值或容值明显减小。无源元件的　体积随之减小，这对提高系统性能具有重要意义【”。　然而高频和超高频功率变换器的工作频率太高。　以往在低频情况下可以忽略的因素成了阻碍其工　作性能提升的巨大障碍［２］　此处针对一种ＳＥＰＩＣ型变换器来对高频系统　进行分析与研究。提出对于磁性元件精确的参数　设计方法并应用于高频系统。最终使系统达到最　图１　ＳＥＰＩＣ型高频功率变换器拓扑　Ｆｉｇ．１　Ｔｏｐｏｌｏｇｙ　ｏｆ　ＳＥＰＩＣ　ｈｉｇｈ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｐｏｗｅｒ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　２．１谐振整流环节的设计　优工作状态．实现在宽输入电压范围内保持ＺＶＳ　特性、良好的动态特性及较高的工作效率等目标。　在高频条件下．传统的全桥整流或半波整流　电路由于二极管反向恢复及寄生电容的存在．会　产生极大的开关损耗而降低系统效率。因此在高　基金项目：国家自然科学基金（５１７７７０３８）　定稿日期：２０１７—０５—１０　频功率变换器中整流环节常采用元件数量较少、　无源元件体积较小的谐振整流电路。图２即为所　作者简介：胡西红（１９９４一），男，湖北荆门人，硕士研究生，　研究方向为高频功率变换器及高频磁性元件。　采用的电流型谐振整流电路。假设负载获得的能　量主要通过基波传递。整流环节的输入以交流电　５　第５１卷第１２期　２０１７年１２月　电力电子技术　Ｐｏｗｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　Ｖｏ１．５１，Ｎｏ．１２　Ｄｅｃｅｍｂｅｒ　２０１７　流源代替，输出以直流电压代替，为了设计出参数　合适、功能良好的整流电路，在ＰＳＰＩＣＥ中构建图２　所示仿真电路．输出用恒压源来等效．模拟闭环控　制时稳定的输出电压：采用电流源来模拟该环节　的输入，其幅值为：　＝、／２　Ｕｏ／（ＫＲ　）　（１）　式中：　为输出电压；Ｒ。．为额定负载；Ｋ为与二极管导通　占空比Ｄ有关的常数　图２　电流型谐振整流电路　Ｆｉｇ．２　Ｃｕｒｒｅｎｔ　ｒｅｓｏｎａｎｔ　ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ　ｃｉｒｃｕｉｔ　当Ｄ分别为０．２，０．３，０．４，０．５，０．６，０．７和０．８　时，对应的Ｋ分别为０．１６３，０．３３７，０．５４２，０．７５９，　０．９６９，１．１５１，１．２９４。　在调试过程中．考虑到电容品质因数较高，而　电感的品质因数较低，此处将选取感值较低的电　感和容值较高的电容来得到所需的等效阻抗．以　期提高系统的工作效率。当然也不能为了追求效　率而无限制地降低感值，否则该电感与系统寄生　电感达到同一量级．反而将导致系统效率和二极　管两端波形受到严重损害。因此，经过综合分析可　知，整流环节在基频下呈阻性。　２．２　匹配网络的设计　匹配网络是连接于逆变电路和整流电路之间　的子电路．当后级电路的等效阻抗不符合前级电　路输出要求时．需要匹配网络来进行阻抗匹配，同　时还具有电气隔离的作用。由于匹配网络由非线　性元件构成．因此当选定一个匹配网络后．其阻抗　转化率会随着谐振频率的变化而变化。同时，当匹　配网络存在多个非线性元件时，电路的损耗将会　增加、效率降低、调试工程也会变的更加复杂，所　以匹配网络的选择应当越简单越好。　采用图３所示高通匹配网络，不难得出其阻　抗变换式及元件参数表达式分别为：　ｆＺ＝，＝（ｓ２Ｌ　Ｇ　ｓ＋ｚ　）／（ｓ　。Ｃ　Ｃ　）　…　ｔｔｏＬ＝，Ｚ￣、／２√（２　一　），（ｔｏＣ　）　＝、／ｚＴ　（２．唧一ｚ　）　式中：　为整流电路的等效阻抗；ｚ删为逆变环节所需的　等效阻抗．即匹配网络的输入阻抗。　图３高通匹配网络拓扑　Ｆｉｇ．３　Ｈｉｇｈ－ｐａｓｓ　ｍａｔｃｈｉｎｇ　ｎｅｔｗｏｒｋ　ｔｏｐｏｌｏｇｙ　６　２．３逆变电路的设计　在整流电路和匹配网络设计完成的基础上开　始对逆变电路进行设计．采用如图４所示的ｃｌａｓｓ　Ｅ逆变结构。　碍　啊　图４带有匹配网络的逆变电路　Ｆｉｇ．４　Ｔｈｅ　ｉｎｖｅｒｔｅｒ　ｃｉｒｃｕｉｔ　ｗｉｔｈ　ｍａｔｃｈｉｎｇ　ｎｅｔｗｏｒｋ　在高频条件下，无源元件　和ｃＦ的数值很　小，在每个开关周期内二者存储的能量大大减少，　从而使得该拓扑具有更快的响应速度。同时为了　使开关管实现ＺＶＳ特性，　和Ｃ　必须满足【３Ｊ：　．　１／（４＂ｔｒＮ／Ｌ￣ｒＣｖ）　（３）　同时Ｅ类功放传递功率的能力和开关管漏源　端的电容有着紧密联系．其基本关系式为：　Ｐ＝２ａ－ｒｆ＇Ｕｉ　２Ｃ　（４）　根据式（３），（４），同时考虑系统工作效率等其　他影响因素，初步计算得到Ｌ　＝３９　ｎＨ，Ｃｒ＝４００　ｐＦ。　为了进一步分析和验证开关管的ＺＶＳ特性．　将匹配网络连同整流电路的等效阻抗作为逆变电　路的负载，将它们作为一个整体，用阻抗分析的方　法来研究其频率特性。如图５所示，当开关管关断　时，向左看去的阻抗为逆变电路的输入阻抗　，　向右看去的阻抗为ｚ珊，互　和ｚｉ　并联构成电路的　总阻抗　。通过对ｚｎ和　的频域分析，可以更好　地理解开关管的ＺＶＳ特性。　图５逆变电路的阻抗结构　Ｆｉｇ．５　Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｉｎｖｅｒｔｅｒ　ｃｉｒｃｕｉｔ　在理想情况下Ｚ　的谐振频率为开关频率的　两倍，此时Ｚ　和　的幅频特性如图６ａ所示，　的幅值在４０　ＭＨｚ处有一个明显的尖峰，　的幅　值有两个峰值且相差６　ｄＢ左右。此时在ＰＳＰＩＣＥ　中仿真该电路，获得开关管的电压电流波形如图６ｂ　所示，可见开关管基本实现了ＺＶＳ特性。　ｆ『ＭＨｚ　ｔ／ｎｓ　（ａ）Ｚｉ　和ｚｄ。的幅频特性　（ｂ）开关管漏源电压、电流　图６阻抗特性及开关管波形　Ｆｉｇ．６　Ｉｍｐｅｄａｎｃｅ　ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃ　ａｎｄ　ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ｗａｖｅｆｏｒｌｎｓ　ＳＥＰＩＣ型高频功率变换器及其磁性元件的设计　３高频磁性元件的研究　在各种不同类型的ＰＣＢ电感中，平面螺旋方　形或圆形线圈基于其简洁的绕线方式为电感的计　＝　≠Ｙ　嘶　（１１）　图７ｂ中连接角度为０的两导体间的互感为：　＝０．１ｃｏｓ０／１｛ｌｎ［（１＋ｌＪｌ１＋ｌ／ｌ１）／（１－ｌ２／ｌ１＋ｌ／ｌ１）］＋　（１Ｊｌ　）Ｉｎ［（１ｄｌ　＋ｌ／ｌ１＋１）／（１ｄｌｔ＋ｌ／ｌ－－１）】｝　算与仿真带来了极大的便利，因此被广泛应用，此　处将通过对这两种线圈的研究从而得到满足实验　（１２）　所需的电感线圈。为了简化推导过程，以下分析将　在近似等效模型下展开。　线圈的感值包括了导体自身的自感和导体间　的互感，为了计算圆形线圈的感值，首先应对平面　圆形螺旋线圈的等效结构做出相关说明。圆形线　圈被等效为同心的准正八边形结构，第ｋ匝只有　两种长度不等的边Ｚ　和　，且两种边交替出现，　相交成１３５ｏ。为了使等效模型与原线圈的感值尽　量接近，二者每匝的周长应当一致，因此：　＝Ｏ．５３４　６［ｒｉｗ＋（ｋ－０．５）　＋（　一１）ｄ】　，　ｌ　Ｚ弛＝１．０３６　２Ｊｒ１ｗ＋（．ｊ｝一０．５）　＋（　一１）ｄ］　、　式中：　为线圈的内径；Ｗ为每匝的宽度；ｄ为匝间距。　线圈的自感是准八边形线圈中所有直导体的　自感总和．每段直导体的自感表达式为：　Ｌ＝０．２ｌ｛ｌｎ［１／（ｗ＋ｔ）】＋（　＋ｔ）／（３１）＋Ｏ．９４３　１５｝（６）　式中：１．ｔ分别为导体的长度和厚度。　那么。匝数为Ⅳ的圆形线圈的自感为：　．、１ｒ　＝。　Ｏ．８　２ｌ一｛ｚ“｛Ｉｎ［／１　／（ｔ　＋￡）］＋（　＋ｔ）／（３１。　）＋０．９４３　１５｝＋　＝１　Ｚ２Ｉｃ｛Ｉｎ［／强／（ｗ＋ｔ）］＋（ｗ＋ｔ）／（３Ｚ强）＋Ｏ．９４３　１５｝｝（７）　线圈的互感是准八边形线圈中所有直导体间　的互感总和．即：　＝　，　，，，＝１，２，３，…，８Ⅳ　（８）　≠ｙ　式中：　为导体　，Ｙ之间的互感。　’　为了进一步降低计算过程的复杂度，只有平　行导体间和互相连接成１３５。的导体间的互感被　考虑，其他导体间的互感由于极小而忽略不计。所　以线圈的互感‰＝　＋　。。　相同长度的两平行导体间的互感表达式为：　＝０．２ｌ｛ｌｎ［１／ＧＭＤ＋、／１＋（１／ＧＭＤ）　卜　、／　丽　７　＋ＧＭＤ／ｌ｝　（９）　式中：ＧＭＤ为导体的几何平均半径。　导体间电流方向一致时互感为正，反之为负。　当两平行导体的长度不等时，如图７ａ所示，则：　咖＝　（　）／２一　ｄ（ｙ　）／２　（１０）　式中：　嘶为长度为　和‘的平行导体间的互感；‰（　），：　为长度均为（　＋　）／２的平行导体间的互感；‰（　），　为长　度均为（　一ｌ￣）１２的平行导体间的互感（假设　＜‘）。　因此。所有平行导体间的互感为：　导　一，一一—稍鞠嘲嘲嘲赫嘲嘲黼一一－第ｉ『币　，１　．　—　一　一一一一　黼鞠舞嘲豳峰＿一一一・第一一一．　ｋ匝匝　，　’－’冒—一囊瞬　ｔ　（ａ）长度不同的平行导体　（ｂ）互相连接成　角度的导体　图７线圈中两种主要的互感形式　Ｆｉｇ．７　Ｔｗｏ　ｍａｊｏｒ　ｔｙｐｅｓ　ｏｆ　ｍｕｔｕａｌ　ｉｎｄｕｃｔａｎｃｅ　ｉｎ　ａ　ｃｏｉｌ　ｚ＝、／　，因此线圈中互成１３５。的　导体间的互感为：　Ｎ　Ｍ１３５。＝１６　２ｌ一０．１（、／２／２）［（ｚ１　＋ｚ　）ｌｎ（／ｎ＋ｚ丝＋ｌｋ）一　ｋ＝１　Ｚ。Ｊｎ（Ｚ１　一Ｚ强＋ｌｋ）－ｌ　Ｉｎ（Ｚ越－ｌ１　＋　）】　（１３）　所以，平面螺旋线圈的总感值　＝　曲＋　。　方形线圈分析方法与圆形类似，此处不再赘述。　为获得品质因数更高的ＰＣＢ线圈．将对两种线圈　的交流阻抗与品质因数进行比较。利用电感计算的　推导公式在Ｍａｔｌａｂ下进行编程计算．同时做出相　应的三维仿真模型在Ｍａｘｗｅｌｌ中进行磁仿真。　图８为圆形与方形线圈比较。Ｑ为品质因数，　Ｒ　为交流阻抗。可见，相同的结构参数下，方形线　圈感值高于圆形线圈。但相同的感值下，圆形线圈　的交流阻抗更小，品质因数更高。因此，此处将采　用圆形线圈以获得性能更加优异的ＰＣＢ电感。　ｌ圆形线　３ｏｏ１－］［形线　Ｎ　Ｌ／ｎＨ　（ａ）Ｌ随Ｍ拘变化规律　（ｂ）Ｑ￣Ｒ　的变化规律　图８圆形与方形线圈的比较　Ｆｉｇ．８　Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ　ｏｆ　ｃｉｒｃｕｌａｒ　ａｎｄ　ｓｑｕａｒｅ　ｃｏｉｌｓ　为了快速准确地设计出特定感值的线圈．有　必要分析和讨论圆形线圈的几何尺寸诸如Ｎ，Ｗ，ｄ　及ｒｉｗ变化时对线圈感值的影响。利用已推导的公　式进行计算并进行有限元仿真分析。获得的结果　如图９所示。在图９ａ中，ｗ＝ｌ　ｍｍ，ｄ＝０．５　ｍｍ，ｒｉｗ＝　１　ｍｍ；在图９ｂ中，ｄ＝０．５　ｍｍ，ｒｉｗ＝１　ｍｍ，Ｎ＝４，６或　８；在图９ｃ中，ｗ＝ｌ　ｍｍ，ｒｉ￣＝１　ｍｍ，Ｎ＝４，６或８；在　图９ｄ中，ｗ＝ｌ　ｍｍ，ｄ＝０．５　ｍｍ，Ｎ＝４，６或８。　通过以上分析可总结出：当需要特定感值的线　７　第５１卷第１２期　２０１７年１２月　电力电子技术　Ｐｏｗｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　Ｖｏ１．５１．Ｎｏ．１２　Ｄｅｃｅｍｂｅｒ　２０１７　圈时。首先要确定合适的匝数使线圈的感值在目　标感值附近，然后通过微调Ｗ，ｄ和　获得与目标　感值一致的线圈。通过这种方式，特定感值的ＰＣＢ　电感可以被快速精确的获得。表１为所设计的高　频电感的相关参数。　１０　２０　３０　４０　５０　Ⅳ　ｗ／ｍｉｌ　（ａ）Ⅳ扶２到８变化　（ｂ）ｗ从１０ｍｉｌ￣ｔＪ５０ｒａｉｌ变化　｜ｒ　论值　０：委锻　值　ｌ０　２０　３０　４０　５０　（ｃ）ｄ／ｔ￣１　０ｍｉｌｍｊｋ＇ＪＩ５０ｒ　ａｉｌ变化　，１ｗ／ｍｉＩ　（ｄ）ｒｉ　从１　０　ｍｉｌ￣；Ｊ４０　ａｒｉｌ变化　图９仿真波形　Ｆｉｇ．９　Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ　ｗａｖｅｆｏｒｍｓ　表１　高频电感的参数　Ｔａｂｌｅ　１　Ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ　ｏｆ　ｈｉｇｈ－ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｉｎｄｕｃｔａｎｃｅ　结构　平面圆形ＰＣＢ电感１平面圆形ＰＣＢ电感２　４驱动电路与控制策略的设计　硬驱动电路功率损耗（　与系统工作频率　成正比．所以当系统工作在高频状态下时，驱动电　路损耗将会迅速增加，极大制约着高频功率变换　器效率的提升　为解决这一问题。在传统的硬驱动　电路基础上加入一串联谐振电感　与开关管的　寄生电容　一起构成谐振驱动电路，使加在开关　管栅源两极的驱动电压为正弦或近似正弦形式的　信号。如图１０，使能量在电容和串联谐振电感间　以电磁能量的形式相互转换。从而降低功率损耗。　ｍ　图１Ｏ基本正弦谐振电路　Ｆｉｇ．１０　Ｂａｓｉｃ　ｓｉｎｕｓｏｉｄａｌ　ｒｅｓｏｎａｎｔ　ｃｉｒｃｕｉｔ　但在高频条件下，传统脉冲宽度调制（ＰＷＭ）　与脉冲频率调制（ＰＦＭ）控制策略因其无法快速调　整等缺点而无法应用，采用ＯＮ．ＯＦＦ控制方式，该　８　方法通过低频控制信号同高频驱动信号相“与”来　控制驱动电压波形，控制示意图如图１１所示。其　调制频率远低于变换器的开关频率．当开关管开　通时，开关管工作在其最优工作点。在保证输出电　压恒定的条件下，这种控制方式能保证在较宽工作　范围内系统具有较高的效率。　图１１驱动与控制波形　Ｆｉｇ．１１　Ｔｈｅ　ｄｒｉｖｅ　ａｎｄ　ｃｏｎｔｒｏｌ　ｗａｖｅｆｏｒｍｓ　式（１４）为谐振驱动的输入电压　和栅极电　压　的关系，　表征的是驱动回路的驱动能力。　＝（１＋Ｒ　Ｃｇｓ）／（Ｌ　＋Ｒ　Ｃｓｓ＋１）　（１４）　图１２为式（１４）的频率特性曲线，当　和Ｃ　谐振在开关频率左右时，　的幅值达到最大，　此时的驱动电压非常高，会超过开关管栅极的耐　压值，并且当选定一个开关管后，其Ｃ　即固定不　变，因此需要调整　改变　幅值，以达到最理　想的驱动电压。　端　、　／　、　＼、　　／　２７２　ｎＨ　＼、＼、　、　、　／ＭＨｚ　图ｌ２工　变化对驱动能力的影响　Ｆｉｇ．１２　Ｔｈｅ　ｉｎｆｌｕｅｎｃｅ　ｏｆ　Ｌｇ　ｏｎ　ｄｒｉｖｅ　ｃａｐａｂｉｌｉｔｙ　５样机测试及结果分析　采用的样机系统电路原理图如图１３所示，工　作频率２０　ＭＨｚ，输入８　Ｖ，输出５　Ｖ／５　Ｗ。相关实　验参数为：Ｌ　＝３７　ｎＨ，Ｖ采用ＳＩ７４５４，Ｃ　＝２７０　ｐＦ，　Ｃ　＝ｌ　４７０　ｐＦ，Ｌ，＝６２　ｎＨ，ＶＤ采用ＳＴＰＳ２Ｈ１００Ａ，Ｌ　＝　３７　ｎＨ，　＝１００　ｐＦ，Ｃｏ＝４．７　Ｆ，Ｌ　＝７２　ｎＨ。　三—　丰；苎；　。；ｌ　ｉ）　６　逆变电路　匹配网络　整流电路　驱动与控制环节　图１３　ＳＥＰＩＣ型高频功率变换器电路原理图　Ｆｉｇ．１３　Ｓｃｈｅｍａｔｉｃ　ｏｆ　ｈｉｇｈ￣ｅｑｕｅｎｃｙ　ＳＥＰＩＣ　ｃｏｎｖｅ￣ｅｒ　图１４为系统额定负载时波形。（下转第１９页）　ＧａＮ器件高频精确测试及开关特性对比研究　同的特性，测量初始条件有所变动，而实际高频应用中器件的初始相同，因此测量结果有所偏差。　表１特性对比　Ｔａｂｌｅ　１　Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ　ｃｏｎｔｒａｓｔ　４　结　论　基于实际应用条件研究６５０　Ｖ不同类型和封　装的ＧａＮ　ＨＥＭＴ开关特性。在高频工况下，搭建　双脉冲测试平台，测试两种ＧａＮ器件在４００　Ｖ／１８　Ａ，　驱动电阻１０　Ｑ，３．３　ｎ条件下的开关特性。实验证　明：Ｅ—ｍｏｄｅ型ＧａＮ器件ＧＳ６６５０８Ｐ正向导通特性　更优异，开通速度更快。损耗更小：Ｃａｓｃｏｄｅ型ＧａＮ　器件ＴＰＨ３２０５Ｗ反向恢复特性更优异．反向恢复　时间更短，反向导通压降更小。因此对于开关管反　向导通的桥式电路，ＴＰＨ３２０５Ｗ更适用。　（ｄｉ／ｄｔ）／（Ａ／ｉｘｓ）　电压上升时间／ｎｓ　一　７．５　１　１００　７　—　１　１ｏ０　６　７０　２７　参考文献　【１】　Ｋ　Ｓｈｅｎａｉ．Ｒｅｌｉａｂｉｌｉｔｙ　ｏｆ　Ｗｉｄｅ　Ｂａｎｄｇａｐ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　３．７　—　电压正向尖峰／ｖ　一　一　９８　２５　７．５　—　Ｐｏｗｅｒ　Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　Ｄｅｖｉｃｅｓ［Ａ］．ＩＥＥＥ　Ｎａｔｉｏｎａｌ　Ａｅｒｏｓｐａｃｅ　ａｎｄ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ［Ｃ］．２０１０：３２２—３２７．　反向导通压降Ｕ￣＠ＩＪＶ　１．２５＠１２　１．２３＠１１　３＠９　相同测试条件测量不同类型ＧａＮ器件：就正　向动态特性而言，ＧＳ６６５０８Ｐ开通速度更快、开通　损耗更小，正向导通特性更具优势；就反向特性而　言．反向峰值电流相近情况下．ＴＰＨ３２０５Ｗ反向恢　【２］　张雅静，郑琼林，李艳．考虑寄生参数的高压ＧａＮ　高电子迁移率晶体管的逆变器动态过程分析［Ｊ］．电工　技术学报，２０１６，３１（１２）：１２６—１３４．　【３］Ｚ　Ｌｉｕ，Ｘ　Ｈｕａｎｇ，Ｆ　Ｃ　Ｌｅｅ，ｅｔ　１．ａＳｉｍｕｌａｔｉｏｎ　Ｍｏｄｅｌ　Ｄｅｖｅｌｏｐ・　ｍｅｎｔ　ａｎｄ　Ｖｅｒｉｉｆｃａｔｉｏｎ　ｆｏｒ　Ｈｉｇｈ　Ｖｏｌｔａｇｅ　ＧａＮ　ＨＥＭＴ　ｉｎ　复时间更短、反向导通压降更低，反向恢复特性更　具优势，可用在桥式电路中实现软开关。　Ｃａｓｃｏｄｅ　Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ［Ａ］．２０１３　ＩＥＥＥ　Ｅｎｅｒｇｙ　Ｃｏｎｖｅｍｉｏｎ　Ｃｏｎｇｒｅｓｓ　ａｎｄ　Ｅｘｐｏｓｉｔｉｏｎ［Ｃ］．２０１３：３５７９－３５８６．　（上接第８页）　蜒蛙　＞＞　６　结　论　分析和研究了ＳＥＰＩＣ型高频功率变换器工作　原理与运行特性．综合运用仿真和理论推导等手　段，提出优化系统工作性能的参数设计方法，使主　ｔ／（２０　ｎｓ／格）（ａ）开关管漏源极和驱动电压　ｔ／（２０　ｎｓ／格）　（ｂ）输出电压　电路开关管在宽负载范围内保持ＺＶＳ特性。有效　图１４额定负载条件下的测试波形　Ｆｉｇ．１４　Ｍｅａｓｕｒｅｄ　ｗａｖｅｆｏｒｍｓ　ｕｎｄｅｒ　ｒａｔｅｄ　ｌｏａｄ　ｃｏｎｄｉｔｉｏｎ　降低了开关管开关损耗。分析了传统硬驱动电路　在高频条件下的缺陷。在此基础上串接谐振电感　将其改进为谐振驱动电路．从而降低由开关管寄　生电容充放电引起的驱动损耗。此外，针对分立电　图１４ａ中，开关管漏源极电压ｕ　在开关管开　通时恰好降为零，开关管实现了ＺＶＳ特性．驱动　电压　呈正弦波，实现了正弦驱动；输出电压波　形如图１４ｂ所示，为５　Ｖ的直流电压。满足设计要　求。图１５为系统各部分损耗的分布图．系统的总　损耗为１．２７　Ｗ，效率为７６．３％。　感高频条件下损耗过大的缺点，基于理论推导与　有限元仿真．提出用于高频系统中的平面ＰＣＢ电　感的精确设计方法，降低了电感元件的功率损耗。　参考文献　［１］Ｌｅｉｔｅｒｍａｎｎ　０．Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ＤＣ／ＤＣ　Ｃｏｎｖｅ￣ｅｍ：Ｄｅｖ—　ｉｃｅ　Ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｚａｔｉｏｎ，Ｔｏｐｏｌｏｇｙ　Ｅｖａｌｕａｔｉｏｎ【Ｄ】．Ｍａｓｓａｃｈｕｓ・　ｅｔｔｓ：ＭａｓｓａｃｈｕｓｅＲｓ　Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ　ｏｆ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，２００８．　［２］徐殿国，管乐诗，王懿杰，等．超高频功率变换器研究　综述［Ｊ］．电工技术学报，２０１６，３１（１９）：２６—３６．　［３］　Ｋａｚｉｍｉｅｒｃｚｕｋ　Ｍ　Ｋ．Ｃｌａｓｓ　Ｅ　ｌｏｗ　ｄｕｄｄｔ　Ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ［Ｊ］．ＩＥＥＥ　图ｌ５系统损耗分布图　Ｆｉｇ．１５　Ｔｈｅ　ｌｏｓｓ　ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｓｙｓｔｅｍ　ｏｆ　Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ　Ｂ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃ　Ｐｏｗｅｒ　Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ），１９８９，　１３６（６）：２５７—２６２．　１９