(12)发明专利申请
(10)申请公布号 CN 110380601 A(43)申请公布日 2019.10.25
(21)申请号 201910668409.3(22)申请日 2019.07.23
(71)申请人 成都四威功率电子科技有限公司
地址 610000 四川省成都市青羊区苏坡西
路35号1栋1单元3楼(72)发明人 何翔 周洁琳 王一丁 罗润 (74)专利代理机构 成都正华专利代理事务所
(普通合伙) 51229
代理人 李蕊 何凡(51)Int.Cl.
H02M 1/36(2007.01)H02M 3/335(2006.01)H02M 1/088(2006.01)
权利要求书2页 说明书5页 附图3页
(54)发明名称
一种数字LLC谐振变换器的软启动系统及方法
(57)摘要
本发明公开了一种数字LLC谐振变换器的软启动系统及方法，本发明基于数字LLC谐振变换器，在启动时，设定数字控制器产生的PWM控制信号的占空比为0.5，频率为最大工作频率；并结合了设定目标电压随时间线性增加和设定PWM信号频率随时间线性减小两种算法，避免了直流增益不单调和开关管工作在非零电压开通状态等问题，可以有效抑制数字LLC谐振变换器在启动瞬间的冲击电流和电压，使得电压启动上升曲线更加平滑，同时保证原边侧开关管一直工作在零电压开通状态，系统更加高效和可靠。CN 110380601 ACN 110380601 A
权 利 要 求 书
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1.一种数字LLC谐振变换器的软启动系统，其特征在于，包括输入滤波电路、输入电压采样电路、开关电路、开关管驱动电路、数字控制器、LLC谐振电路、整流电路、输出滤波电路、输出电压采样电路和输出电流采样电路；所述输入滤波电路的输入端作为数字LLC谐振变换器的软启动系统的输入端，所述输入滤波电路分别与开关电路和输入电压采样电路连接；所述开关电路分别与LLC谐振电路和开关管驱动电路连接；所述数字控制器分别与开关管驱动电路、输入电压采样电路、输出电压采样电路和输出电流采样电路连接；整流电路分别与LLC谐振电路和输出滤波电路连接；输出滤波电路分别与输出电压采样电路和输出电流采样电路连接，输出滤波电路的输出端作为数字LLC谐振变换器的软启动系统的输出端。
2.根据权利要求1所述的数字LLC谐振变换器的软启动系统，其特征在于，所述开关电路包括：开关管Q1和开关管Q2，所述LLC谐振电路包括：电感Lr、电容Cr和变压器T，所述整流电路包括：MOS管S1、MOS管S2、电容C1、电阻R1和双同步整流器控制器UCC24624，所述输出滤波包括：滤波电容Co；所述开关管Q1的漏极和开关管Q2的源极分别与输入滤波电路连接，所述开关管Q1的源极分别与开关管Q2的漏极和电感Lr的一端连接，所述电感Lr的另一端与变压器T的原边的D点连接，所述电容Cr的一端与开关管Q2的源极连接，所述电容Cr的另一端与变压器T的原边的E点连接，所述MOS管S1的漏极分别与变压器T的副边的B点和双同步整流器控制器UCC24624的VD1引脚连接，所述MOS管S1的源极接地，所述MOS管S1的栅极与双同步整流器控制器UCC24624的VG1引脚连接，所述MOS管S2的漏极与分别与变压器T的副边的A点和双同步整流器控制器UCC24624的VD2引脚连接，所述MOS管S2的栅极与双同步整流器控制器UCC24624的VG2引脚连接，所述MOS管S2的源极接地，所述变压器T的副边的C点分别与双同步整流器控制器UCC24624的VDD引脚和滤波电容Co的一端连接，所述双同步整流器控制器UCC24624的REG引脚与电容C1的一端连接，所述双同步整流器控制器UCC24624的VSS引脚与电阻R1的一端连接，所述双同步整流器控制器UCC24624的PGND引脚、电容C1的另一端、电阻R1的另一端和滤波电容Co的另一端均接地。
3.根据权利要求1所述的数字LLC谐振变换器的软启动系统，其特征在于，所述输入滤波电路采用π型LC滤波电路。
4.根据权利要求2所述的数字LLC谐振变换器的软启动系统，其特征在于，所述开关管驱动电路包括：电阻R2、电容C2、变压器T1、电阻R3、电阻R4、电阻R5和电阻R6，所述电阻R2的一端和变压器T1的原边的F1点作为PWM控制信号的输入端，所述电阻R2的另一端通过电容C2与变压器T1的原边的E1点连接，所述变压器T1的副边的A1点与电阻R3的一端连接，所述电阻R3的另一端与电阻R4和开关管Q1的栅极连接，所述变压器T1的副边的C1点与电阻R5的一端连接，所述电阻R5的另一端与电阻R6和开关管Q2的栅极连接，所述变压器T1的副边的B1点、电阻R4的另一端、变压器T1的副边的D1点和电阻R6的另一端均接地。
5.一种数字LLC谐振变换器的软启动方法，其特征在于，包括以下步骤：S1：对数字LLC谐振变换器进行自检，若输入电压采样电路采集到的输入电压正常则跳转至步骤S2；否则等待输入电压正常后，跳转至步骤S2；
S2：初始化数字控制器，设定其目标电压值Uset初值为0V，并设定其输出的PWM控制信号的占空比初值为0.5，PWM控制信号频率参数f0的初值为硬件设备最大工作频率fmax；
S3：预设目标电压期望值Utarget、稳态工作频率fr和启动时间期望值ts；S4：在ts时间范围内以数字控制器的定时器周期为执行周期对目标电压值Uset和PWM控
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权 利 要 求 书
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制信号的频率参数f0进行赋值；
S5：检验当前目标电压值Uset是否等于预设的目标电压期望值Utarget，若是，则跳转至步骤S6，若否，则将预设的目标电压期望值Utarget赋值给目标电压值Uset，并跳转至步骤S6；
S6：检验PWM控制信号的频率参数f0是否等于稳态工作频率fr，若是，完成软启动，若否，则将稳态工作频率fr的数值赋值给PWM控制信号的频率参数f0，完成软启动。
6.根据权利要求2所述的数字LLC谐振变换器的软启动方法，其特征在于，所述步骤S4中每个不同的执行周期内的对目标电压值Uset进行的赋值操作遵循以下等式：
Uset＝(Utarget/ts)×t (1)
其中t为当前执行周期的时间。
7.根据权利要求2所述的数字LLC谐振变换器的软启动方法，其特征在于，所述步骤S4中每个不同的执行周期内的对PWM控制信号的频率参数f0进行的赋值操作遵循以下等式：
f0＝fmax-[(fmax-fr)/ts]×t (2)其中t为当前执行周期的时间。
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说 明 书
一种数字LLC谐振变换器的软启动系统及方法
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技术领域
[0001]本发明涉及数字LLC谐振变换器领域，具体涉及一种数字LLC谐振变换器的软启动系统及方法。
背景技术
[0002]典型的数字LLC谐振变换器是一个闭环控制系统。当该系统处于稳态工作时，如果数字控制器检测到实际输出电压相对于设定目标输出电压有个增量时，会升高其所产生的PWM信号的频率，来增大LLC谐振阻抗，减小直流增益，从而抑制实际输出电压到设定目标输出电压；反之，如果数字控制器检测到实际输出电压相对于设定目标输出电压有一个负增量时，会降低其所产生的PWM信号的频率，来减小LLC谐振阻抗，增大直流增益，从而提高实际输出电压到设定目标电压。[0003]然而，当系统初始启动时，若仍采用此种闭环控制方式，由于实际输出电压近乎为0，远小于设定目标输出电压，数字控制器便会直接输出最小频率的PWM控制信号，导致LLC谐振阻抗非常小，直流增益非常大，加之后级的滤波电容在启动过程中基本处于短路状态，会引起很大的冲击电流和电压，有损坏开关管等功率器件的风险。[0004]为了抑制启动瞬间的冲击电流和电压，通常采用两种方法。方法一是在启动时，设定数字控制器产生的PWM控制信号的占空比为0.5，设定目标输出电压为其期望输出电压，频率为远高于最大工作频率的某个值，然后逐渐降低其频率到稳态工作频率，使得系统进入闭环稳定工作状态；方法二是在启动时，设定数字控制器产生的PWM控制信号的占空比为某个小于0.5的固定值，设定目标输出电压为其期望输出电压，频率为最大工作频率，然后逐渐增加其占空比到0.5，同时降低其工作频率到稳态工作频率，使得系统进入闭环稳定工作状态。
[0005]以上两种方法都有一定程度的缺陷。方法一，由于开始启动时设定目标输出电压为其期望输出电压，电压反馈环处于开环饱和状态，导致输出电压建立极快，瞬间的冲击电流非常大，如果仅依靠频率调整来达到软启动的目的，必须将开关频率从远高于最大工作频率的某个值缓慢降低来减少启动冲击能量，由于谐振变换器的变压器寄生参数的影响，使得工作频率增大至某一点后，直流增益不降反增，增益曲线不单调。因此不能将初始PWM控制信号的频率设置的足够大，频率调节范围有限，对冲击电流和电压的抑制作用也有限。方法二，初始PWM控制信号占空比设定的过小，会导致其原边侧的开关管不能工作在零电压开通状态，增加开关损耗，降低效率。发明内容
[0006]针对现有技术中的上述不足，本发明提供了一种数字LLC谐振变换器的软启动系统及方法可以有效抑制数字LLC谐振变换器在启动瞬间的冲击电流和电压，使得电压上升曲线更加平滑，同时保证原边侧开关管一直工作在零电压开通状态，使得系统更加高效和可靠。
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说 明 书
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为了达到上述发明目的，本发明采用的技术方案为：一种数字LLC谐振变换器的软
启动系统，包括输入滤波电路、输入电压采样电路、开关电路、开关管驱动电路、数字控制器、LLC谐振电路、整流电路、输出滤波电路、输出电压采样电路和输出电流采样电路；所述输入滤波电路的输入端作为数字LLC谐振变换器的软启动系统的输入端，所述输入滤波电路分别与开关电路和输入电压采样电路连接；所述开关电路分别与LLC谐振电路和开关管驱动电路连接；所述数字控制器分别与开关管驱动电路、输入电压采样电路、输出电压采样电路和输出电流采样电路连接；整流电路分别与LLC谐振电路和输出滤波电路连接；输出滤波电路分别与输出电压采样电路和输出电流采样电路连接，输出滤波电路的输出端作为数字LLC谐振变换器的软启动系统的输出端。[0008]进一步地：开关电路包括：开关管Q1和开关管Q2，所述LLC谐振电路包括：电感Lr、电容Cr和变压器T，所述整流电路包括：MOS管S1、MOS管S2、电容C1、电阻R1和双同步整流器控制器UCC24624，所述输出滤波包括：滤波电容Co；所述开关管Q1的漏极和开关管Q2的源极分别与输入滤波电路连接，所述开关管Q1的源极分别与开关管Q2的漏极和电感Lr的一端连接，所述电感Lr的另一端与变压器T的原边的D点连接，所述电容Cr的一端与开关管Q2的源极连接，所述电容Cr的另一端与变压器T的原边的E点连接，所述MOS管S1的漏极分别与变压器T的副边的B点和双同步整流器控制器UCC24624的VD1引脚连接，所述MOS管S1的源极接地，所述MOS管S1的栅极与双同步整流器控制器UCC24624的VG1引脚连接，所述MOS管S2的漏极与分别与变压器T的副边的A点和双同步整流器控制器UCC24624的VD2引脚连接，所述MOS管S2的栅极与双同步整流器控制器UCC24624的VG2引脚连接，所述MOS管S2的源极接地，所述变压器T的副边的C点分别与双同步整流器控制器UCC24624的VDD引脚和滤波电容Co的一端连接，所述双同步整流器控制器UCC24624的REG引脚与电容C1的一端连接，所述双同步整流器控制器UCC24624的VSS引脚与电阻R1的一端连接，所述双同步整流器控制器UCC24624的PGND引脚、电容C1的另一端、电阻R1的另一端和滤波电容Co的另一端均接地。[0009]上述进一步地方案的有益效果为：UCC24624使用漏源极电压检测方法来实现MOS管S1和MOS管S2的开关控制，实现了比例栅极驱动，以延长同步整流器导通时间并最大程度的缩短体二极管导通时间，为了补偿由MOS管S1和MOS管S2寄生电感导致的偏移电压，UCC24624实现了可调节正向关断阈值，以适应不同MOS管封装。[0010]进一步地：输入滤波电路采用π型LC滤波电路。[0011]进一步地：开关管驱动电路包括：电阻R2、电容C2、变压器T1、电阻R3、电阻R4、电阻R5和电阻R6，所述电阻R2的一端和变压器T1的原边的F1点作为PWM控制信号的输入端，所述电阻R2的另一端通过电容C2与变压器T1的原边的E1点连接，所述变压器T1的副边的A1点与电阻R3的一端连接，所述电阻R3的另一端与电阻R4和开关管Q1的栅极连接，所述变压器T1的副边的C1点与电阻R5的一端连接，所述电阻R5的另一端与电阻R6和开关管Q2的栅极连接，所述变压器T1的副边的B1点、电阻R4的另一端、变压器T1的副边的D1点和电阻R6的另一端均接地。
[0012]上述进一步地方案的有益效果为：电阻R2抑制PCB板上的寄生电感与电容C2形成的LC振荡，电容C2是隔直通交电容，同时也能防止磁芯饱和，采用变压器T1进行驱动，实现了安全隔离。
[0013]一种数字LLC谐振变换器的软启动方法，包括以下步骤：
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S1：对数字LLC谐振变换器进行自检，若输入电压采样电路采集到的输入电压正常
则跳转至步骤S2；否则等待输入电压正常后，跳转至步骤S2；[0015]S2：初始化数字控制器，设定其目标电压值Uset初值为0V，并设定其输出的PWM控制信号的占空比初值为0.5，PWM控制信号频率参数f0的初值为硬件设备最大工作频率fmax；[0016]S3：预设目标电压期望值Utarget、稳态工作频率fr和启动时间期望值ts；[0017]S4：在ts时间范围内以数字控制器的定时器周期为执行周期对目标电压值Uset和PWM控制信号的频率参数f0进行赋值；[0018]S5：检验当前目标电压值Uset是否等于预设的目标电压期望值Utarget，若是，则跳转至步骤S6，若否，则将预设的目标电压期望值Utarget赋值给目标电压值Uset，并跳转至步骤S6；
[0019]S6：检验PWM控制信号的频率参数f0是否等于稳态工作频率fr，若是，完成软启动，若否，则将稳态工作频率fr的数值赋值给PWM控制信号的频率参数f0，完成软启动。[0020]进一步地：步骤S4中每个不同的执行周期内的对目标电压值Uset进行的赋值操作遵循以下等式：
[0021]Uset＝(Utarget/ts)×t (1)[0022]其中t为当前执行周期的时间。[0023]进一步地：步骤S4中每个不同的执行周期内的对PWM控制信号的频率参数f0进行的赋值操作遵循以下等式：
[0024]f0＝fmax-[(fmax-fr)/ts]×t (2)[0025]其中t为当前执行周期的时间。[0026]本发明的有益效果为：本发明结合了设定目标电压Uset随时间线性增加和设定PWM控制信号频率随时间线性减小两种算法，无需将启动频率设定的非常高或者将初始PWM信号的占空比给的特别低，避免了由此带来的直流增益不单调和开关管工作在非零电压开通状态等问题。通过两种算法的配合，可以有效抑制数字LLC谐振变换器在启动瞬间的冲击电流和电压，使得电压启动上升曲线更加平滑，同时保证原边侧开关管一直工作在零电压开通状态，使得系统更加高效和可靠。附图说明
[0027]图1为一种数字LLC谐振变换器的软启动的原理框图。[0028]图2为开关电路、LLC谐振电路、整流电路和输出滤波的电路图。[0029]图3为开关管驱动电路的电路图。
[0030]图4为一种数字LLC谐振变换器的软启动方法的流程图。
具体实施方式
[0031]下面对本发明的具体实施方式进行描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。[0032]如图1所示，一种数字LLC谐振变换器的软启动系统，包括输入滤波电路、输入电压
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采样电路、开关电路、开关管驱动电路、数字控制器、LLC谐振电路、整流电路、输出滤波电路、输出电压采样电路和输出电流采样电路；所述输入滤波电路的输入端作为数字LLC谐振变换器的软启动系统的输入端，所述输入滤波电路分别与开关电路和输入电压采样电路连接；所述开关电路分别与LLC谐振电路和开关管驱动电路连接；所述数字控制器分别与开关管驱动电路、输入电压采样电路、输出电压采样电路和输出电流采样电路连接；整流电路分别与LLC谐振电路和输出滤波电路连接；输出滤波电路分别与输出电压采样电路和输出电流采样电路连接，输出滤波电路的输出端作为数字LLC谐振变换器的软启动系统的输出端。[0033]如图2所示，开关电路包括：开关管Q1和开关管Q2，所述LLC谐振电路包括：电感Lr、电容Cr和变压器T，所述整流电路包括：MOS管S1、MOS管S2、电容C1、电阻R1和双同步整流器控制器UCC24624，所述输出滤波包括：滤波电容Co；所述开关管Q1的漏极和开关管Q2的源极分别与输入滤波电路连接，所述开关管Q1的源极分别与开关管Q2的漏极和电感Lr的一端连接，所述电感Lr的另一端与变压器T的原边的D点连接，所述电容Cr的一端与开关管Q2的源极连接，所述电容Cr的另一端与变压器T的原边的E点连接，所述MOS管S1的漏极分别与变压器T的副边的B点和双同步整流器控制器UCC24624的VD1引脚连接，所述MOS管S1的源极接地，所述MOS管S1的栅极与双同步整流器控制器UCC24624的VG1引脚连接，所述MOS管S2的漏极与分别与变压器T的副边的A点和双同步整流器控制器UCC24624的VD2引脚连接，所述MOS管S2的栅极与双同步整流器控制器UCC24624的VG2引脚连接，所述MOS管S2的源极接地，所述变压器T的副边的C点分别与双同步整流器控制器UCC24624的VDD引脚和滤波电容Co的一端连接，所述双同步整流器控制器UCC24624的REG引脚与电容C1的一端连接，所述双同步整流器控制器UCC24624的VSS引脚与电阻R1的一端连接，所述双同步整流器控制器UCC24624的PGND引脚、电容C1的另一端、电阻R1的另一端和滤波电容Co的另一端均接地。
[0034]UCC24624使用漏源极电压检测方法来实现MOS管S1和MOS管S2的开关控制，实现了比例栅极驱动，以延长同步整流器导通时间并最大程度的缩短体二极管导通时间，为了补偿由MOS管S1和MOS管S2寄生电感导致的偏移电压，UCC24624实现了可调节正向关断阈值，以适应不同MOS管封装。[0035]输入滤波电路采用π型LC滤波电路。[0036]如图3所示，开关管驱动电路包括：电阻R2、电容C2、变压器T1、电阻R3、电阻R4、电阻R5和电阻R6，所述电阻R2的一端和变压器T1的原边的F1点作为PWM控制信号的输入端，所述电阻R2的另一端通过电容C2与变压器T1的原边的E1点连接，所述变压器T1的副边的A1点与电阻R3的一端连接，所述电阻R3的另一端与电阻R4和开关管Q1的栅极连接，所述变压器T1的副边的C1点与电阻R5的一端连接，所述电阻R5的另一端与电阻R6和开关管Q2的栅极连接，所述变压器T1的副边的B1点、电阻R4的另一端、变压器T1的副边的D1点和电阻R6的另一端均接地。
[0037]电阻R2抑制PCB板上的寄生电感与电容C2形成的LC振荡，电容C2是隔直通交电容，同时也能防止磁芯饱和，采用变压器T1进行驱动，实现了安全隔离。[0038]如图4所示，一种数字LLC谐振变换器的软启动方法，包括以下步骤：[0039]S1：对数字LLC谐振变换器进行自检，若输入电压采样电路采集到的输入电压正常则跳转至步骤S2；否则等待输入电压正常后，跳转至步骤S2；[0040]S2：初始化数字控制器，设定其目标电压值Uset初值为0V，并设定其输出的PWM控制
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信号的占空比初值为0.5，PWM控制信号频率参数f0的初值为硬件设备最大工作频率fmax；[0041]S3：预设目标电压期望值Utarget、稳态工作频率fr和启动时间期望值ts；[0042]S4：在ts时间范围内以数字控制器的定时器周期为执行周期对目标电压值Uset和PWM控制信号的频率参数f0进行赋值；
[0043]步骤S4中每个不同的执行周期内的对目标电压值Uset进行的赋值操作遵循以下等式：
[0044]Uset＝(Utarget/ts)×t (1)[0045]其中t为当前执行周期的时间。
[0046]步骤S4中每个不同的执行周期内的对PWM控制信号的频率参数f0进行的赋值操作遵循以下等式：
[0047]f0＝fmax-[(fmax-fr)/ts]×t (2)[0048]其中t为当前执行周期的时间。[0049]S5：检验当前目标电压值Uset是否等于预设的目标电压期望值Utarget，若是，则跳转至步骤S6，若否，则将预设的目标电压期望值Utarget赋值给目标电压值Uset，并跳转至步骤S6；
[0050]S6：检验PWM控制信号的频率参数f0是否等于稳态工作频率fr，若是，完成软启动，若否，则将稳态工作频率fr的数值赋值给PWM控制信号的频率参数f0，完成软启动。[0051]在本系统启动时设定数字控制器产生的PWM控制信号的占空比为0.5，频率为最大工作频率fmax，设定初始目标电压为0，然后结合了目标电压Uset随时间线性增加和PWM控制信号频率随时间线性减小两种算法，使得其目标电压值Uset随时间逐渐线性增加到目标电压期望值Utarget，使得其频率随时间线性减小到稳态工作频率fr；随后系统结束软启动过程，进入闭环稳定工作状态。[0052]本发明的有益效果为：本发明结合了设定目标电压随时间线性增加和设定PWM控制信号频率随时间线性减小两种算法，无需将启动频率设定的非常高或者将初始PWM信号的占空比给的特别低，避免了由此带来的直流增益不单调和开关管工作在非零电压开通状态等问题。通过两种算法的配合，可以有效抑制数字LLC谐振变换器在启动瞬间的冲击电流和电压，使得电压启动上升曲线更加平滑，同时保证原边侧开关管一直工作在零电压开通状态，使得系统更加高效和可靠。
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