三相电压型PWM整流器建模与控制研究

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机　车　电　传　动　峰值，从而实现对续流二极管的“关断”控制。其次，Ｌ　还可以对ＰＷＭ整流器交流侧电压进行滤波，以减小　电装置中，根据充放电状态的不同，ＶＳＲ一般只需要运　行在单位功率因数整流或单位功率因数逆变工况。因　此图２中ＶＳＲ交流侧功率的调控实际上就变成了对交　ＰＷＭ整流器工作产生的谐波对电网的污染。　流侧电流幅值的控制。　／１　。　（ａ）单位功率　＼＼　ｌ　逆变器　（ｂ）单位功率因数逆变　图１　三相电压型ＰｗＭ整流器主电路图　Ｌ——网侧电感；Ｒ——网侧等效电阻；ｃ——直流侧支撑电　●　容；Ｖ　——中间直流电压；ｉ　——负载电流，ｉ　为正则系统工　ｆ　ｌ　作在整流工况，ｉ　为负则系统工作在逆变工况；开关器件采　—————・————————————－———－－—Ｉ＇●÷———————－—　用ＩＧＢＴ；ｅ　表示各相网压（其中ｘ－－ａ，ｂ，Ｃ，下同）；ｉ　和“　分别　Ｅ　ｊ∞ｕ　表示网侧电流和ＰＷＭ整流器交流侧的基波电压　（Ｃ）零功率因数纯容性运行　本文所设计蓄电池充放电系统采用“三相ＶＳＲ＋　双向ＤＣ／ＤＣ变换器”的结构方案，如图２所示。　三　蓄　相　电　电　网　池　（ｄ）零功率因数纯感性运行　图２　蓄电池充放电系统原理框图　图３　三相电压型ＰＷＭ整流器４种工作模式　系统中双向ＤＣ／ＤＣ变换器用于实现对蓄电池充放　电电流的快速精确控制，而三相ＶＳＲ￣ＩＪ负责向ＤＣ／ＤＣ　２系统建模　变换器提供稳定的直流电压。ＶＳＲ在充电时通过双向　根据图１所示电路，利用Ｋｉｒｃｈｈｏｆｆ定律，可得三相　ＤＣ／ＤＣ变换器向蓄电池提供能量，而在放电过程中则　ＶＳＲ在三相静止坐标系中的微分方程　】：　将蓄电池释放出的能量回馈电网。三相ＶＳＲ的基本控　制要求是在维持直流输出电压　稳定的同时，在网侧　盟＝一　一ｄｔ　一一一‘。一一“　Ｔ—Ｃ　１获得期望的功率因数。　三相ＶＳＲ的基本控制原理可以简单概括如下：控　制系统首先根据直流电压实际值与给定值之间的偏　訾＝一　Ｒ　ｆｂ—　１　＋　差，给出有功电流的指令（无功电流的指令一般设置　詈＝ｄｆ　三＝一　１一Ｉ　“一一　　＋。’　一ｐ。　。　为零），然后利用电流指令值与反馈值的偏差调节交流　侧输出电压的幅值和相位，从而控制变流器从网侧吸　将三相电压和电流先转换　收或向网侧回馈能量的大小。由于直流环节的另一端　到两相静止坐标系，即ｄｓ．　ｓ坐　连接着用于蓄电池充放电电流调节的双向ＤＣ／ＤＣ变换　标系，再转换到两相同步旋转　器，而其从直流环节吸收或向直流环节释放的能量大　坐标系，ｆｌ￣ｄ－ｑ坐标系。若使ｄ轴　小取决于蓄电池的充放电状态，因此调控交流侧输入　方向和网压空间合成矢量的方　’　或输出功率的大小，使之与蓄电池的充放电功率平衡，　向保持一致，则可将时变的交　也就能稳定直流环节的电压。　流量转换为恒定的直流量，简　。　ＶＳＲ正常工作要求　必须始终与　保持频率一致，　化控制和计算。这３个坐标系的　图４　静止坐标系与　改变Ｕ　的幅值和相位，就可以改变网侧电流的幅值和　位置关系如图４所示，其中　为　旋转坐标系的关系图　相位。一般来说，三相ＶＳＲ有４种常见的工作模式，分　同步旋转坐标系的旋转角频率，　＝２，ｃｆ，ｆ为电网频率。　别为：单位功率因数整流、单位功率因数逆变、零功率　假设电网为三相对称系统，则坐标变换阵可以定　因数纯容性运行和零功率因数纯感性运行［６】。这４种工　义成式（２）的形式，其中电压和电流变量均用变量＇ｌ，表　作模式对应的波形和向量图如图３所示。在蓄电池充放　示，　表示ａ轴和ｄ轴之间的夹角，　＝　ｔ。　维普资讯 http://www.cqvip.com

第４期　童亦斌，陈瑶，金新民：三相电压型ＰＷＭ整流器建模与控制研究　去狮　将式（２）应用到式（１）中，可得三相ＶＳＲ在同步旋转　积分系数需要仔细整定。一般来说，电流内环参数通　常按照典型Ｉ型系统参数整定原则来选取，使电流内　环获得最佳的阶跃响应；电压外环参数通常按照典型　Ⅱ型系统参数整定原则设计，以获得最优的调节性能　并保证系统的稳定性　川】。下面将详细阐述电压环和　电流环ＰＩ参数的设计原理和整定步骤。　坐标系下的数学模型，如式（３）所示，　ｒ￣ｅａ＝Ｅ，ｅｑ＝Ｏ，因　此Ｐ　在方程中省略不写。　一　ｄｉｑ　Ｒ．　．１　÷　１　ｌ　ｆ　Ｉｄ　＝　（　－－Ｖｄ。）＋　』（　一　。）ｄｔ　（３）　ｌ‘ｑ＝０　一一Ｌ　一　一　“　ｌ　根据式（３），可以得到ＶＳＲ在ｄ。ｑ同步旋转坐标系　下ｄ轴和ｇ轴的等效电路，分别如图５（ａ）、（ｂ）所示。其中　０．１　Ｌｉ　和ｔＯ　Ｌｉ　为坐标变换引起的附加电势。　（ａ）ｄ轴等效电路　（ｂ）ｑ轴等效电路　图５　ｄ－ｑ矢量空间的等效电路　３控制策略　在稳态下，ｉ　和ｉ　均为常量，因此它们的导数项等　于零。忽略等效电阻　，则可以根据式（３）得到稳态的控　制方程：　ｕｄ＝　＋ｏ￣ｔｉｏ１　“，．　；　（４）　ｑ一一（Ｅ，Ｌｚｄ　Ｊ　为了将中间直流电压和网侧电流控制在给定值　下，式（４）中还应加入反馈控制量。目前，同步旋转坐标　系下基于ＰＩ调节器的双闭环线性控制策略应用最为广　泛，控制框图如图６所示。其中，ｆ　和ｉ。’为ｄ。ｇ坐标系下　的电流给定值。　图６　ＶＳＲ在ｄ－ｑ坐标系下的ＰＩ控制框图　在这种双闭环控制策略中，直流电压外环控制器　的输出即为ｄ轴电流给定值ｉ　。ｄ轴电流内环用来控制　直流电压的大小，日轴电流内环用来控制网侧功率因　数。在单位功率因数的应用中，ｉ　应被设置为零。在计　算出相应的Ｕ　和“　后，就可以直接使用空间矢量脉宽　调制方法（ＳＶＰＷＭ）给出主电路中各开关管的开通关　断控制信号。　因此，系统最终的控制方程如式（５）所示。为了保　证ＰＷＭ整流器的控制性能，内外环ＰＩ调节器的比例和　＝　＋ｗＬｉｑ一尼Ｊ口　－ｉｄ）－ｋｉｆ』（　一ｉｄ）ｄｔ　：一ｃｏＬＺｄ一　（１ｑ　－ｉｑ）－ｋ，　』（　－ｉｑ）ｄｔ　式中：ｋ　、　分别为电压外环的比例和积分系数；ｋ　ｋ　分别为电流内环的比例和积分系数。　对于电流环来说，以ｄ轴电流为例，结合式（３）、式　（５）和图６，可得三相ＶＳＲ电流环的控制框图，如图７所　示。图中已忽略扰动项Ｐｄ和Ｏ．／Ｌｉ　，　＝ｋｐ　／ｋ　为电流环的　积分时间常数，　为电流采样滤波延时、计算延时和　脉冲发生延时的总和。　图７　电流环控制框图　取积分时间常数Ｔｉ　＝ＬＩＲ，则可消去电流环的一个极　点，使电流环变成典型Ｉ型系统，其闭环传递函数如下：　ｋｐｆ／（ＲＴ￣ｆ　ｆ）　ｆ㈦　，、　（６）　为使电流环的动态响应较快，同时超调量较小，　一般取闭环系统阻尼比为０．７０７，由此可得电流环ＰＩ参　数的计算式如下：　尼　＝冗　ｆ／（２ｒ￣　）｝ｌ　在采样频率和开关频率足够高的情况下，　＝　非常　小，因此在设计电压外环参数时，可以将电流环闭环　传递函数分母的平方项忽略，简化后的闭环传递函数　经整理得　（　）　１　（８）　根据图６可得三相ＶＳＲ电压外环的控制框图如图８　所示，其中Ｔｉｖ＝ｋｐ　／ｋ，　为电压环的积分时间常数，　＝　为　直流电压的采样滤波延时。　图８　直流电压环控制框图　维普资讯 http://www.cqvip.com

机　车　电　传　动　将Ｇ：（　）代入，合并小惯性时间常数，令　Ｔ＝＝　＝ｆ　（９）　相ＶＳＲＳＫ作在单位功率因数逆变工况下的网侧电压电　流波形，网流滞后网压１８０。。在２种工况下，并网电流　总谐波畸变均小于５％，功率因数大于０．９９。　图１２为蓄电池充电时的电压电流波形，电压电流　且先不考虑负载电流ｉ。的扰动作用，可得电压环　的开环传递函数为典型Ⅱ型系统。　Ｇｖ（　蠢　蔫　ｋｐ　（１＋　）　，、　（１Ｏ）　的纹波系数均在１％以内，完全满足设计要求。　定义电压环中频宽ｈ如式（１　１）所示。中频宽即为　系统的开环对数幅频特性中斜率为一２０ｄＢ／ｄｅｃ的中频段　的宽度，对控制系统的动态品质起着决定性的作用。　ｈ＝　（１１）　电压：１００ＶＩ格；电流：３０　Ａ，格；　时间：５ｍｓ，格　屯流：２通　１ｍｓ／格　对于典型Ⅱ型系统，工程上一般采用“振荡指标　法”中所用的闭环幅频特性峰值最小的准则来进行参　数整定，此时的参数整定关系如式（１２）所示。　ｋ　ｈ＋１　图ｌ１　逆变工况下　网压网流波形　图１　２　蓄电池充电时的　电压电流波形　赢　一　Ｃ　２Ｔ　ｉｖ２　式如下，均和中频宽ｈ的取值相关。　＝　，　（１２）　５三结语　亩诺　本文详细介绍了三相电压型ＰＷＭ整流器的工作　原理、建模步骤、控制策略以及调节器参数的整定方　法，并通过试验对所设计的控制方法进行了验证。随　联立式（１１）和式（１２），即可得电压环ＰＩ参数的计算　Ｉ　ｋｐｖ　ｆ　：３　一　遭　一．～～遭　着理论和技术的不断发展，三相电压型ＰＷＭ整流器的　控制性能将不断提高，应用也将越来越广泛。　参考文献：　［１］Ｂｏｓｅ　Ｂ　Ｋ．Ｍｏｄｅｍ　Ｐｏｗｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ　ａｎｄ　ＡＣ　Ｄｒｉｖｅｓ［Ｍ　ｌ　Ｂｅｉｊｉｎｇ：　Ｍａｃｈｉｎｅ　Ｉｎｄｕｓｔｒｙ　Ｐｕｂｌｉｓｈｉｎｇ　Ｈｏｕｓｅ，２００３．　、　电压外环主要的控制目的是保持直流电压垣定，　因此设计中频宽ｈ时需着重考虑抗扰性能；同时为兼　顾电压的稳态跟随性能，一般取中频宽ｈ＝５。　电　４试验　通５｝　［２］张崇巍，张兴．ＰｗＭ整流器及其控制［Ｍ］＿北京：机械工　采用上述方法，对用于１　１０　Ｖ蓄电池组充放电设备　概　的三相电压型ＰＷＭ整流器的控制策略进行了设计和　试验。ＰＷＭ整流器主要参数为：三相交流电压额定值　业出版社，２００２．　『３］Ｔｈｏｍａｓ　Ｇ　Ｈ．Ａ　ｓｐａｃｅ　ｖｅｃｔｏｒ－ｂａｓｅｄ　ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ　ｒｅｇｕｌａｔｏｒ　ｆｏｒ　ＡＣ／ＤＣ／Ａ　Ｃ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ［Ｊ　ｌ　ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．Ｐｏｗｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．，１９９３，８：３０－３６．　［４］Ｓｈｉｍｉｚｕ　Ｔ，Ｆｕｊｉｔａ　Ｔ，Ｋｉｍｕｒａ　Ｇ，Ｈｉｒｏｓｅ　Ｊ．Ａ　ｕｎｉｔｙ　ｐｏｗｅｒ　ｆａｃｔｏｒ　Ｐ、ⅣＭ　ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ　ｗｉｔｈ　ＤＣ　ｔｉｐｐｌｅ　ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉ０ｎｌ　Ｊ　Ｊ　ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｄ．　Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．．１９９７．４４：４４７—４５５．　３８０　ｖ，中间直流电压给定值７００　Ｖ，直流侧额定功率　±１　５　ｋＷ（分别对于蓄电池的充电和放电），开关频率　８　ｋＨｚ，输出脉冲调制采用ＳＶＰＷＭ。　［５］Ｚｈａｎｇ　Ｘ，Ｚｈａｎｇ　Ｃ　Ｗ．Ｓｔｕｄｙ　ｏｎ　ａ　ｎｅｗ　ｓｐａｃｅ　ｖｏｌｔａｇｅ　ｖｅｃｔｏｒ　ｃｏｎｔｒｏｌ　ｍｅｔｈｏｄ　ａｂｏｕｔ　ｒｅｖｅｒｓｉｂｌｅ　ＰｗＭ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　ｌ　Ｊ　１　Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　ＣＳＥＥ，２００ｌ，２１：１０２—１０５．　图９为三相ＶＳＲ启动工作时，直流电压按照给定积　分方式，由不控整流电压值５４０　Ｖ达到电压给定值７００　Ｖ　的过程，在电压上升过程中，直流电压表现出良好的　［６］Ｒｏｄｒｉｇｕｅｚ　Ｊ　Ｒ，Ｄｉｘｏｎ　Ｊ　Ｗ，Ｅｓｐｉｎｏｚａ　Ｉ　Ｒ，Ｐｏｎｔｔ　Ｊ，Ｌｅｚａｎａ　Ｐ．　Ｐ、ⅣＭ　ｒｅｇｅｎｅｒａｔｉｖｅ　ｒｅｃｔｉｆｉｅｒｓ：ｓｔａｔｅ　ｏｆｔｈｅ　ａｒｔｌ　Ｊ　Ｊ　ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．Ｉｎｄ．　Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．，２００５，５２：５—２２．　跟随性能，稳态精度小于１％。　’　　‘‘　…　　。’　’　‘！…　［７］Ｓｉｌｖａ　Ｊ　Ｆ．Ｓｌｉｄｉｎｇ—ｍｏｄｅ　ｃｏｎｔｒｏｌ　ｏｆ　ｂｏｏｓｔ－ｔｙｐｅ　ｕｎｉｔｙ—ｐｏｗｅｒ－ｆａｃｔｏｒ　Ｐ　ｗＭ　ｒｅｃｔｉｆｉｅｒｓ　ｌ　Ｊ　１．ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｄ．Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．，ｌ９９３，４６：　５９４—６０３．　兰三　爹爹霉　：　　１８　ｌ　Ｂｌａｓｋｏ　Ｖ，Ｋａｕｒａ　Ｖ．Ａ　ｎｏｖｅｌ　ｃｏｎｔｒｏｌ　ｔｏ　ａｃｔｉｖｅｌｙ　ｄａｍｐ　ｒｅｓｏｎａｎｃｅ　ｉｎ　ｉｎｐｕｔ　ＬＣ　ｆｉｌｔｅｒ　ｏｆ　ａ　ｔｈｒｅｅ—ｐｈａｓｅ　ｖｏｌｔａｇｅ　ｓｏｕｒｃｅ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　ｌ　Ｊ　Ｊ　ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｄ．Ａｐｐｌｉｃａｔ．．１９９７．３３：５４２—５５０．　≥　：　≥≥≥　．　…　…　．　．　…［９］陈伯时．电力拖动自动控制系统［Ｍ］．北京：机械工业出版　社．２０００．　；．：．；　；　；　：　一：　ｊ　；…　．　…　…　．　电压：１００　ｖ，格；电流：３０　Ａ，格；　时间：５ｍｓ／格　［１Ｏ］Ｌｉｓｅｒｒｅ　Ｍ，Ｂｌａａｂｊｅｒｇ　Ｆ，Ｈａｎｓｅｎ　Ｓ．Ｄｅｓｉｇｎ　ａｎｄ　ｃｏｎｔｒｏｌ　ｏｆ　ａｎ　ＬＣＬ．ｆｉｌｔｅｒ－ｂａｓｅｄ　ｔｈｒｅｅ．ｐｈａｓｅ　ａｃｔｉｖｅ　ｒｅｃｔｉｆｉｅｒ［Ｊ】．ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．　Ｉｎｄ．Ａｐｐｌｉｃａｔ．．２００５．４１：１２８ｌ一１２９１．　电压：１００Ｖ／格，时间１００ｍｓ／格　图９　直流电压波形　图１Ｏ　整流工况下网压网流波形　［１１］Ｂｌａｓｋｏ　Ｖ，Ｋａｕｍ　Ｖ．Ａ　Ｎｅｗ　Ｍａｈｔｅｍａｔｉｃａｌ　Ｍｏｄｅｌ　ｎｄ　ａＣｏｎｔｒｏｌ　ｏｆ　ａ　Ｔｈｒｅｅ．Ｐｈａｓｅ　ＡＣ．ＤＣ　Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｓｏｕｒｃｅ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ．１　Ｊ　Ｊ．ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．Ｐｏｗｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．．１９９７．１２：１　ｌ６一ｌ２３．　图ｌ　０为三相ＶＳＲ工作在单位功率因数整流工况下　的网侧电压电流波形，网压和网流同相位。图１　１为三